作者：Vicky Wong and Yoshinori Kusuda

時(shí)間交錯是一種允許使用多個相同的模數(shù)轉(zhuǎn)換器的技術(shù)[1]（ADC）以比每個單獨(dú)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的工作采樣速率更快的速率處理常規(guī)采樣數(shù)據(jù)系列。簡單來說，時(shí)間交錯（IL）包括對M個相同ADC的并行陣列進(jìn)行時(shí)間多路復(fù)用，如圖1所示，以實(shí)現(xiàn)更高的凈采樣速率。fs（帶采樣周期Ts = 1/fs），即使陣列中的每個 ADC 實(shí)際上都以較低的速率采樣（和轉(zhuǎn)換）fs/米.因此，例如，通過交錯四個10位/100 MSPS ADC，原則上可以實(shí)現(xiàn)一個10位/400 MSPS ADC。

為了更好地理解IL的原理，圖1中模擬輸入V。在(t） 由 M ADC 采樣，并得出組合的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)序列D外.模數(shù)轉(zhuǎn)換器1將采樣 VIN（t0） 首先開始將其轉(zhuǎn)換為 n 位數(shù)字表示。Ts幾秒鐘后，ADC2將樣本五在(t0+ Ts） 并開始將其轉(zhuǎn)換為 n 位數(shù)字表示形式。然后Ts幾秒鐘后，ADC3將樣本五在(t0+ 2噸s）等等。在 ADCM 對 V 進(jìn)行采樣后在(t0 + (M – 1） × Ts），下一個采樣周期從ADC1采樣V開始在(t0+ 米 × Ts），這個旋轉(zhuǎn)木馬繼續(xù)。

當(dāng)ADC的n位輸出按與采樣操作相同的順序提供時(shí)，這些數(shù)字n位字由同一圖右側(cè)所示的解復(fù)用器收集。這里重新組合的數(shù)據(jù)輸出序列D外(t0+ 升),D外(t0+ 升 + 噸s),D外(t0+ L + 2Ts), ...獲得。L代表每個ADC的固定轉(zhuǎn)換時(shí)間，此重新組合的數(shù)據(jù)序列是具有采樣速率的n位數(shù)據(jù)系列fs.因此，雖然單個ADC（通常稱為“通道”）是n位ADC，采樣速率為：fs/米，盒子中包含的融合相當(dāng)于單個n位ADC采樣fs，我們將其稱為時(shí)間交錯ADC（將其與通道區(qū)分開來）。基本上，輸入由陣列中的ADC進(jìn)行切片和單獨(dú)處理，然后在輸出端一致地重新組裝以形成高數(shù)據(jù)速率表示D外的輸入V在.

圖1.M時(shí)間交錯n位ADC陣列。每個的采樣率為fs/米，得到的時(shí)間交錯型ADC的采樣速率為fs.該圖的下半部分描述了M = 4情況下的時(shí)鐘方案示例。

這種強(qiáng)大的技術(shù)并非沒有實(shí)際挑戰(zhàn)。當(dāng)來自通道的M數(shù)據(jù)流以數(shù)字方式組合在一起以重建原始輸入信號時(shí)，關(guān)鍵問題就顯現(xiàn)出來了V在.如果我們看一下光譜D外，除了看到數(shù)字表示V在 以及模數(shù)轉(zhuǎn)換引入的失真，我們還將看到額外的大量雜散內(nèi)容，稱為“交錯雜散”（或簡稱IL雜散），IL雜散既不像高階信號諧波那樣具有多項(xiàng)式型失真的特征（2德·, 3RD等），也不是量化或 DNL 錯誤的簽名。IL偽像可以看作是時(shí)域固定碼型噪聲的一種形式，是由通道中的模擬損傷引入的，由于交錯過程，這些損傷與切片轉(zhuǎn)換信號調(diào)制，最終出現(xiàn)在最終的數(shù)字化輸出中D外.

讓我們通過分析一個簡單的例子來了解可能發(fā)生的事情。考慮具有正弦輸入的雙向交錯ADC的情況V在 在頻率f在.假設(shè) ADC1有增益，G1和那個 ADC2有一個不同的增益，G2。在這種雙向IL ADC中，ADC1和 ADC2將在采樣中交替V在.所以如果 ADC1轉(zhuǎn)換偶數(shù)樣本和ADC2轉(zhuǎn)換奇數(shù)樣本，然后轉(zhuǎn)換所有偶數(shù)數(shù)據(jù)D外振幅由 G 設(shè)定1，而所有奇數(shù)數(shù)據(jù)D外 振幅由 G 設(shè)定2.然后D外不僅包含V在 以及一些多項(xiàng)式失真，但它一直受到G的交替放大倍率的影響1和 G2就像我們在調(diào)幅一樣V在 頻率為方波fs/2.這將引入額外的虛假內(nèi)容。具體說來D外將包括頻率的“增益雜散”fs/2 –f在不幸的是，該雜散的頻率跟蹤輸入f在 并且它位于交錯 ADC 的第一奈奎斯特帶內(nèi)（即在fs/2）并且在所有其他奈奎斯特帶上也有它的別名。這種交錯雜散的功率/幅度取決于兩個增益G之間的凈差 1和 G2.換句話說，這取決于增益誤差失配。[2]最后，這取決于輸入的大小V在 本身。

如果輸入不是簡單的正弦波，而是像在實(shí)際應(yīng)用案例中一樣，它是一個全頻段限制信號，那么“增益雜散”不僅僅是一個不需要的音調(diào)，而是出現(xiàn)在奈奎斯特頻段內(nèi)的帶限制輸入信號本身的完整縮放圖像。這在某種程度上抵消了交錯提供的帶寬增加的好處。

雖然在上面的例子中，我們只考慮了通道之間的增益誤差失配，但其他損傷也會引入交錯雜散。失調(diào)失配（通道失調(diào)之間的差異）在固定頻率下引入音調(diào)（“失調(diào)雜散”），功率與失調(diào)失配成正比。[3]當(dāng)某些通道的采樣時(shí)間比預(yù)期順序早于或晚一點(diǎn)時(shí)，就會發(fā)生采樣時(shí)間偏差。這引入了與增益雜散位于相同頻率（并且加起來具有相同幅度）的“定時(shí)雜散”。[4]但隨著權(quán)力越來越強(qiáng)大f在 隨著輸入幅度的增長而增長。各個通道之間的帶寬不匹配會在頻率上引入更多的雜散內(nèi)容，具體取決于f在而且，就像時(shí)序雜散一樣，雜散功率會隨著f在本身，而不僅僅是輸入幅度。同樣，在所有情況下，輸出頻譜退化的嚴(yán)重程度不取決于通道損傷的絕對值（偏移、增益、時(shí)序、頻段），而是取決于它們之間的相對不匹配/差異。

雖然時(shí)間交錯的一般技術(shù)已經(jīng)存在了幾十年，但I(xiàn)L雜散可以保持在最低限度的程度限制了其過去對低分辨率轉(zhuǎn)換器的適用性。然而，在通道失配校準(zhǔn)和抑制殘余IL雜散成分方面的最新進(jìn)展，如今可以實(shí)現(xiàn)完全集成的超高速12位、14位和16位IL ADC。

此時(shí)，我們需要區(qū)分某些交錯類。我們一般在兩個交錯通道的情況下稱為“乒乓”操作。然后，我們可以區(qū)分“輕度交錯”和“高度交錯”，因?yàn)槲覀冎傅氖峭ǖ罃?shù)量減少的情況（例如，三個通道到四個通道）或大量通道的情況，例如分別說四個以上，通常為八個以上。

乒乓球（雙向）交錯

如圖2（a）框圖所示，當(dāng)我們只交錯兩個通道以使凈采樣率加倍時(shí)，我們稱之為“乒乓球”。這是一個特別簡單的案例，具有一些有趣且有用的功能。在這種情況下，在 1圣交錯ADC的奈奎斯特帶，交錯雜散位于直流，在fs/2和在fs/2 –f在.所以，如果輸入信號V在 是窄帶信號，中心在f在，如圖2（b）的第一個奈奎斯特輸出頻譜所示，交錯雜散將包括直流處的偏移雜散，另一個偏移失配雜散位于直流處fs/2，增益和時(shí)序雜散鏡像居中fs/2 –f在 這看起來像輸入本身的縮放副本。

如果輸入信號V在（f） 完全綁定在 0 和fs/4，如圖2（b）所示，交錯雜散與數(shù)字化輸入的頻率不重疊。在這種情況下，壞消息是我們只能在奈奎斯特波段的一半進(jìn)行數(shù)字化，即就像我們有一個單通道時(shí)鐘一樣fs/2，盡管我們?nèi)匀幌闹辽賰杀队谶@種單個通道的功率。奈奎斯特波段上端的交錯雜散鏡像可以在數(shù)字化后通過數(shù)字濾波抑制，并且不需要校正模擬損傷。

然而，好消息是，由于乒乓球ADC的時(shí)鐘頻率為：fs，數(shù)字化輸出受益于動態(tài)范圍內(nèi)3 dB的處理增益。此外，與使用時(shí)鐘頻率為fs/2，乒乓球ADC的抗混疊濾波器設(shè)計(jì)有所放松。

圖2.（a） 乒乓球方案，（b） 窄帶輸入信號低于時(shí)的輸出頻譜fs/4 和 （c） 當(dāng)輸入信號位于fs/4和奈奎斯特頻率fs/2.

如果窄帶信號位于第一奈奎斯特頻段的上半部分，則可以重復(fù)所有相同的考慮因素，如圖2（c）所示，因?yàn)榻诲e圖像雜散移動到奈奎斯特頻段的下半部分。同樣，增益和時(shí)序雜散可以在數(shù)字化后通過濾波進(jìn)行數(shù)字抑制。

最后，一旦輸入信號頻率位置越過fs/4行。在這種情況下，無法恢復(fù)所需的輸入信號，并且乒乓球方案不可用。當(dāng)然，除非通道間匹配足夠接近，使交錯雜散成分對于應(yīng)用來說是可接受的低水平，或者采用校準(zhǔn)來減少導(dǎo)致IL圖像的原因。

總之，頻率規(guī)劃和一些數(shù)字濾波允許在乒乓方案中恢復(fù)窄帶數(shù)字化輸入，即使在存在信道不匹配的情況下也是如此。而與使用時(shí)鐘頻率為fs/2，乒乓方案提供3 dB處理增益，放寬抗混疊要求。

圖3顯示了未對通道失配及其產(chǎn)生的交錯雜散進(jìn)行任何校正的乒乓球示例。在這種情況下，雙通道14位/1 GSPS ADC AD9680的兩個ADC交替采樣單個正弦波，因此以2 GSPS返回單個組合輸出數(shù)據(jù)流。當(dāng)我們看 1圣此乒乓方案輸出頻譜的奈奎斯特頻段（介于直流和 1 GHz 之間）我們可以看到輸入音調(diào)，這是左側(cè)的強(qiáng)音調(diào)f在= 400 MHz，我們還可以看到強(qiáng)烈的增益/時(shí)序失配雜散fs/2 –f在= 2G/2 – 400 M = 600 MHz。由于兩個通道自身的失真以及其他損傷，我們還看到了許多其他音調(diào)，但這些音調(diào)都低于–90 dB線。

圖3.乒乓球方案的2 GSPS組合輸出數(shù)據(jù)頻譜，方法是用1 GSPS時(shí)鐘對AD9680的兩個ADC進(jìn)行時(shí)鐘，但采樣相移為180°。

高階交錯

當(dāng)我們有兩個以上的頻道時(shí)，如上所述的頻率規(guī)劃不是很實(shí)用或有吸引力。交錯雜散的位置不能局限于奈奎斯特帶的一小部分。例如，考慮四路交錯式ADC的情況，如圖4（a）所示。在這種情況下，偏移失配會在直流時(shí)產(chǎn)生音調(diào)，fs/4和fs/2.而增益和時(shí)序交錯圖像位于fs/4 –f在,fs/4 +f在 和fs/2 –f在.交錯式ADC輸出頻譜示例如圖4（b）所示。可以清楚地看到，除非輸入在小于fs/8，無論我們放在哪里f在，輸入將與一些交錯雜散重疊，如果輸入是非常窄帶的信號，我們不應(yīng)該嘗試使用寬帶交錯ADC對其進(jìn)行數(shù)字化。

在這種情況下，我們需要最小化IL雜散功率，以獲得完整的奈奎斯特和更干凈的頻譜。為此，使用校準(zhǔn)技術(shù)來補(bǔ)償通道之間的不匹配。隨著失配的影響得到糾正，產(chǎn)生的IL雜散的功率降低。SFDR和SNR都受益于這種雜散功率的降低。

補(bǔ)償方法受到測量和最終糾正不匹配的準(zhǔn)確性的限制。為了進(jìn)一步抑制殘余雜散，使其超出通過校準(zhǔn)達(dá)到的水平，可以間歇性和隨機(jī)地打亂通道對輸入進(jìn)行采樣的順序。這樣，前面討論的轉(zhuǎn)換輸入信號由于未校準(zhǔn)的失配而產(chǎn)生的調(diào)制效應(yīng)從固定模式噪聲變?yōu)閭坞S機(jī)噪聲。結(jié)果，IL音調(diào)和不需要的周期性模式變成偽隨機(jī)噪聲樣內(nèi)容，隨著轉(zhuǎn)換器量化本底噪聲的增加，并導(dǎo)致不需要的雜散圖像和音調(diào)消失或至少傳播。在這種情況下，與IL雜散成分相關(guān)的功率會增加本底噪聲的功率。因此，雖然失真得到改善，但SNR會因增加噪聲的IL雜散功率而降低。SNDR（SINAD）基本上沒有變化，因?yàn)樗Y(jié)合了失真和噪聲以及隨機(jī)化;它只是將IL貢獻(xiàn)從一個分量（失真）移動到另一個分量（噪聲）。

圖4.（a） 四路交錯式 ADC 和 （b） 相應(yīng)的 1圣奈奎斯特輸出頻譜顯示交錯雜散。

我們來考慮一些交錯ADC的例子。AD9625是一款12位/2.5 GSPS三路交錯ADC。校準(zhǔn)三個通道之間的失配，以盡量減少交錯雜散。其輸入接近1 GHz時(shí)的輸出頻譜示例如圖5（a）所示。在此頻譜中，除了 ~1 GHz 輸入音調(diào)外，還可以看到通道的 2德·和 3RD500 MHz 附近的諧波失真和 4千基波附近的諧波失真。交錯失配校準(zhǔn)大大降低了交錯雜散的功率，并且在整個頻譜中可以看到大量額外的殘余小雜散音。

為了進(jìn)一步減少這種殘留雜散成分，引入了信道隨機(jī)化。添加第四個校準(zhǔn)通道，然后通過間歇性地將其中一個交錯通道與第四個通道交換，以隨機(jī)變化的順序?qū)λ膫€通道進(jìn)行三路交錯。人們可以把它比作一個雜耍演員在空中玩三個 Skittles，而第四個 Skittles 每隔一段時(shí)間就會換一次。這樣，殘余交錯雜散功率被隨機(jī)化并分布在本底噪聲上。如圖5（b）所示，通道隨機(jī)化后，交錯雜散幾乎消失，而噪聲功率略有增加，從而使SNR降低2 dB。當(dāng)然，請注意，雖然圖5（b）所示的第二個頻譜的失真音調(diào)要干凈得多，但洗牌不會影響2德·, 3RD和 4千諧波，因?yàn)檫@些不是交錯雜散。

圖5.AD9625的輸出頻譜，時(shí)鐘頻率為2.5 GSPS，輸入音接近1 GHz。 （a） 順序三路交錯;SNR = 60 dBFS，SFDR = 72 dBc 受三次諧波的限制，接近 500 MHz;然而，在整個光譜中可以看到許多交錯雜散。（b） 三向交錯與隨機(jī)通道洗牌;SNR = 58 dBFS，而SFDR = 72 dBc仍由三次諧波設(shè)定，所有交錯雜散都已通過將其功率分散到本底噪聲中而消除。

使用通道隨機(jī)化的交錯ADC的另一個示例是圖6頻譜所示。四路交錯式16位/310 MSPS ADC AD9652就是這種情況。在圖6所示的情況下，四個通道以固定順序順序交錯，無需努力校準(zhǔn)它們以減少通道失配。頻譜清楚地顯示了預(yù)測頻率位置處的交錯雜散，其大功率遠(yuǎn)大于2德·和 3RD諧波，并將無雜散動態(tài)范圍限制在僅57 dBc。

但是，如果對同一ADC進(jìn)行前臺校準(zhǔn)以減少通道失配，則交錯雜散的功率會大大降低，如圖7所示。與前面的例子類似，通道諧波失真不受影響，但是通過通道失配校準(zhǔn)，交錯雜散的功率大大降低。

最后，圖7中的頻譜純度可以通過隨機(jī)化通道順序進(jìn)一步提高，如圖8所示。在這種情況下，隨機(jī)化使用了一種專有技術(shù)，雖然間歇性地?cái)_亂了四個通道的順序，但不需要備用（5千） 通道，從而節(jié)省其相關(guān)功率。從圖8可以看出，隨機(jī)化后，所得頻譜上只剩下常規(guī)諧波失真。

圖6.AD9652的輸出頻譜，時(shí)鐘為fs= 310 MHz，正弦輸入f在~ 70 兆赫。在這種情況下，不應(yīng)用通道校準(zhǔn)和隨機(jī)化。2德·（HD2） 和別名 3RD（HD3）諧波分別在~140 MHz和~100MHz處可見。交錯 （IL） 雜散也可見。這些是直流時(shí)的偏移音，fs/2（圖中的 OS2）和fs/4（圖中的OS4）。此外，增益（/時(shí)序）雜散可以在fs/2 –f在（圖中GS2），fs/4 +f在（圖中的GS4+）和fs/4 –f在（圖中的GS4）。此圖中的SNR報(bào)價(jià)人為地較差，因?yàn)槟承╇s散成分與噪聲功率混為一談。

圖7.相同AD9652的輸出頻譜，輸入相同，但經(jīng)過校準(zhǔn)后，四個通道以減少其失配。與圖6相比，而2德·和 3RD諧波不受影響，交錯雜散的功率大幅降低，SFDR從57 dBc提高到87 dBc，提高了30 dB。

圖8.打開交錯順序隨機(jī)化后前一種情況的輸出頻譜。對殘余交錯雜散進(jìn)行隨機(jī)化，將其功率分布到本底噪聲上，相應(yīng)的峰值消失。只剩下常規(guī)的諧波失真。SNR幾乎不受影響，因?yàn)樵谑湫?zhǔn)后，交錯音的分布式雜散功率可以忽略不計(jì)。

結(jié)論

時(shí)間交錯是增加數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器帶寬的強(qiáng)大技術(shù)。失配補(bǔ)償以及通過隨機(jī)化技術(shù)消除殘余雜散成分的最新進(jìn)展使得超高速12位、14位和16位交錯ADC得以完全集成。

在輸入信號受頻帶限制的情況下，例如在許多通信應(yīng)用中，乒乓（雙向）交錯方法允許通過頻率規(guī)劃將不需要的交錯雜散從目標(biāo)輸入頻帶中分配出來。然后可以對虛假內(nèi)容進(jìn)行數(shù)字過濾。與非交錯式ADC相比，這種方法消耗的功耗大約是捕獲相同無雜散輸入帶寬所需的IL采樣速率的兩倍，但另一方面，由于IL采樣速率較高，該方法既通過處理增益將動態(tài)范圍增加了3 dB，又放寬了ADC之前的抗混疊和屋頂濾波器的滾降。

當(dāng)需要IL轉(zhuǎn)換器的全輸入頻段來捕獲寬帶輸入信號時(shí)，適合使用高階交錯轉(zhuǎn)換器。在這種情況下，校準(zhǔn)和隨機(jī)洗牌允許交錯失真和雜散內(nèi)容補(bǔ)償和消除。

審核編輯：郭婷