愛因斯坦發(fā)表了關于光電效應的開創(chuàng)性論文 110年前，基本上發(fā)明了光子學學科。一 會認為這么多年的科學和工程 周圍的光子學必須已經完全成熟。但事實并非如此。光學的 傳感器—光電二極管、雪崩光電二極管和光電倍增管 電子管 — 繼續(xù)實現驚人的高動態(tài)范圍， 使電子產品更加對等 深入光子世界。

光電傳感器通常將光子轉換為電子電流 并隨后具有跨阻函數進行變換 電流轉化為電壓。跨阻功能 可以是一個簡單的電阻器，也可以是更高的帶寬， 運算放大器的求和節(jié)點，在這種情況下稱為 跨阻放大器 （TIA）。傳統(tǒng)敵人 的TIA是電壓噪聲，電流噪聲，輸入電容， 偏置電流和有限帶寬。新的LTC6268-10具有4.25nV/√Hz電壓噪聲、0.005pA/√Hz電流噪聲、非常低的0.45pF輸入電容， 3fA 偏置電流和 4GHz 增益帶寬。

TIA中的輸出噪聲是輸入電壓噪聲和輸入電流噪聲共同作用的結果。這種組合效應通常被指定為以輸入為基準的電流噪聲（本質上是輸出電壓噪聲除以以歐姆為單位的增益），但它實際上來自兩個輸入噪聲源。事實上，輸出噪聲的主要原因通常是輸入電壓噪聲（圖 1）。

圖1.運算放大器及其噪聲源和輸入電容。總運算放大器噪聲（忽略RF熱噪聲）為I噪聲= in+ 2πfC在en（添加的均方根）。

根據反饋，減號輸入為 固定在虛擬地，因此電流噪聲 直接通過 RF并做出貢獻 總電流噪聲，系數為 1.還憑借反饋，電壓 噪音 en與輸入并聯放置 電容 C在并感應電流 e的噪音n/Z（C在).阻抗 電容為1/2πfC，故有效電流 輸入電壓噪聲引起的噪聲和 電容為 2πfC在en.所以總操作 放大器噪聲（忽略RF熱噪聲）是

這有時被稱為CV + I 噪音，并做出出色的數字 運算放大器的優(yōu)點，因為它集成了 僅運算放大器特性， 忽略電路的外部方面 如光電傳感器電容 和 RF熱噪聲。它本質上是 運算放大器能做到的最好。

LTC6268-10 與競爭產品 OPA657 之間的示例計算和比較

CV + I噪聲是一個有用的品質因數 用于比較運算放大器，但它確實具有 對頻率的依賴性。一個有見地的 可以通過初步比較進行比較 它們在特定頻率和 然后觀察圖的差異 CV + I 噪聲與頻率的關系不可避免 出現。例如，讓我們比較一下 LTC6268-10 和競爭性 OPA657 從 1MHz 的計算開始。

LTC6268-10 的產品手冊給出了 電流噪聲與頻率的關系 在 1MHz 時顯示 0.05pA/√Hz，并且 電壓噪聲與頻率的關系顯示 4nV/√Hz，1MHz。使用輸入 電容為 0.55pF（CCM 為 0.45pF， 加上 CDM 的 0.1pF），總簡歷 1MHz 時的噪聲可計算為

將此 rms 與本機 I 相加 0.05pA/√Hz的噪聲，我們在1MHz時得到0.052pA/√Hz的總CV + I噪聲。

競爭的相同計算 也可以執(zhí)行 OPA657。它 指定 4.8nV/√Hz 電壓噪聲，5.2pF 輸入電容（C 為 4.5pF厘米加 0.7pF 用于 C分米），和 1.3fA/√Hz 電流 噪聲。計算總CV + I噪聲給出 OPA657 在 1MHz 時為 0.156pA/√Hz， 大約是LTC6268-10的三倍。

圖2顯示了CV + I噪聲圖： LTC6268-10 和 OPA657 與頻率的關系。 LTC6268-10 表現優(yōu)異的原因 OPA657 具有較低的電壓噪聲和 其輸入電容要低得多。和 因為 LTC6268-10 具有較低的電壓 噪音，它繼續(xù)跑贏大盤 作為傳感器電容的 OPA657 是 添加和增加。此外， LTC6268-10 具有一個軌至軌輸出 并可采用單 5V 電源工作， 消耗 OPA657 一半的功率。

圖2.LTC6268-10 和 OPA657 的 CV + I 電流噪聲與頻率的關系。LTC6268-10 的安靜程度要高得多。

增益帶寬，并在高阻抗下實現高帶寬

LTC6268-10 的另一個優(yōu)點是 其嚴重的4GHz增益帶寬產品。 事實上，您會發(fā)現 LTC6268-10 是 能夠查找和使用微小的寄生電容 其他運算放大器未命中。通常 高值電阻器開始降低其 高頻下的凈阻抗，由于 它們的端到端電容。關鍵 利用 4GHz 增益帶寬 具有較高增益 TIA 的 LTC6268-10 是將反饋電容降至最低 主反饋電阻周圍。雖然 最小化后，LTC6268-10 可以使用 微小的殘余反饋電容，用于補償反饋環(huán)路，擴展 電阻帶寬可達幾MHz。 下面是 402k 的設計示例。

良好的布局實踐對于 從 TIA 電路獲得最佳結果。 以下兩個示例顯示 與 LTC6268-10 采用 402k TIA（圖 3）。這 第一個例子是使用 0805 電阻 基本電路布局。在簡單的布局中， 無需花費大量精力來降低反饋電容，上升時間 實現的波長約為 88ns（圖 4），這意味著 帶寬為 4MHz （帶寬 = 0.35/tR). 在這種情況下，TIA 的帶寬為 不受 LTC6268-10 的 GBW 限制， 而是通過反饋的事實 電容正在減少實際反饋 阻抗（TIA 增益本身） 蒂亞。基本上，它是一個電阻帶寬 限度。402k 的阻抗為 降低其自身的寄生電容 高頻。從 4MHz 帶寬 而402K的低頻增益，我們可以 估計總反饋電容為

這是相當低的，但可以減少 更遠，也許更遠。

圖3.LTC6268-10 和低電容光電二極管采用 402kΩ TIA。

圖4.時域響應為402kΩ TIA，無需額外努力降低反饋電容。上升時間為88ns，帶寬為4MHz。

使用一些額外的布局技術來 降低反饋電容、帶寬 可以增加。請注意，我們 正在增加有效“帶寬” 的 402k 阻力。一個非常強大的 降低反饋電容的方法是屏蔽產生 電容。在這種情況下，方法 是在 電阻焊盤。這樣的地面痕跡屏蔽 從獲取到求和的輸出字段 電阻器的節(jié)點端，有效 而是將田地分流到地面。 跡線增加輸出負載 電容非常輕微。見圖5a 和 5b 表示圖形表示， 圖 5c 為示例布局。

圖5.正常布局 （a） 和野外搜尋布局 （b）。（c）中的電路板顯示了R9處額外分流的實際布局，R12處的分流較少。只需在反饋電阻下方添加一條接地走線，就可以將磁場分流到反饋側，將其傾倒到地。請注意，FR4和陶瓷的介電常數通常為5，因此大部分電容在固體中而不是通過空氣。這種場分流技術將反饋電容從圖4中的約100fF降低到圖6中的11.6fF。另請注意，反饋走線在上部（c）暴露，但在下部（c）完全屏蔽。

圖 6 顯示了 帶寬只需仔細注意 到低電容方法周圍 反饋電阻。帶寬和上升 時間從4MHz（88ns）到34MHz （10.3ns），系數為 8。地面屏蔽 用于 LTC6268-10 的走線很多 比高速箱中使用的寬 的 LTC6268 （參見 LTC6268 產品手冊）， 延伸到整個電阻電介質下方。 假設所有帶寬限制為 由于反饋電容（不是 公平），我們可以計算出上限

圖6.LTC6268-10 采用 402kΩ TIA 封裝，并采用額外的布局工作來減小反饋電容，可實現 10.3ns 的總系統(tǒng)上升時間或 34MHz 的總系統(tǒng)帶寬。由于放置良好的接地跡位，帶寬增加了 8 倍。

低阻抗的光電倍增管 （PMT）

光電倍增管（照片和 X射線如圖7所示）產生光子學 收益超過一百萬，值得他們的 相當高的成本。鑒于高 固有增益，TIA增益可以降低， 和帶寬擴展到 單光子事件可以被隔離。一 PMT的方便功能是自勵磁， 從當地汲取能量 宇宙輻射或其自身的熱離子 板電壓時的電子發(fā)射 很高，產生隨機的狄拉克三角洲樣 輸出板上的電子 ping。

圖7.濱松光電倍增管的照片和X射線。右邊可見的電子元件是封裝的高壓電源。（不要對 PMT 進行 X 光檢查，除非它已經無法使用。

當在低增益下使用 LTC6268-10 時， 但是，必須注意確保其增益穩(wěn)定性要求為10 達到，或存在振蕩風險。這 濱松PMT沒有指定的 輸出板電容，但HP4192 阻抗分析儀測量它是 10pF，最大測試頻率為13MHz。鑒于這一事實，反饋電容 的 1pF 應該足夠了 以確保表觀噪聲增益為11。

然而，PMT上的引腳大約 3/4 英寸長（圖 8），并帶有 LTC6268-10 以 1.82k，持續(xù)振蕩1.05GHz 與預期的一起變得明顯 對暗電流 ping 的響應（圖 9）。 嘗試各種反饋電容器 在 0.2pF 和 1pF 之間 LTC6268-10 沒有幫助。結語 是短傳輸線是 改變10pF板的外觀 在高頻下，因此不是 滿足10的增益要求。

圖8.首次嘗試將 LTC6268-10 連接至 PMT 輸出板。注意由PMT板引腳創(chuàng)建的3/4英寸左右的傳輸線。這遠低于300MHz時的1/4-lambda。可能出現什么問題？參見圖 9。

圖9.與300MHz評估相比，傳輸線很短，但與實際可用帶寬相比，足夠長，成為一個問題。

LTC6268-10 的位置更近 到新板上的 PMT 主體 （圖10），振蕩被淬滅 以及大大改善的響應 實現了圖 11。元件 安裝的反饋電容為 0.8pF （村田制作所GJM1555C1HR80）。 董事會的另一個變化是 反饋電阻被帶到 頂部，消除了兩個過孔。

圖 10.專用板上更緊湊的設計。LTC6268-10 現在更靠近 PMT 主體，因此更靠近 PMT 輸出板電容。傳輸線仍然存在，但它懸在半空中，沒有“礙事”。

Figure 11. Reducing the transmission line length is key to achieveing good results. Output pulse half-width is 2.2ns. Exact ?3dB bandwidth is not as relevant as a clean timedomain response.

Measuring Femtoamps

LTC6268 實現了大約 比 低兩個數量級 任何以前的凌力爾特放大器， 需要精確測量 飛安 — 同時測量皮安 已經足夠有挑戰(zhàn)性了。在生產測試中， 速度至關重要，所以電容式 采用切換技術。在我們的 在工作臺上進行的測試，速度 沒問題，首選檢測電阻。

假設運算放大器失調余量為1mV （實際最大值為0.7mV），以及 所需分辨率為 1fA，所需 檢測電阻達到 1mV/1fA = 1TΩ。 幸運的是，歐姆米特制造了一個 1T 電阻器， 采用藍色長款 MOX1125 封裝。 為了測量輸入偏置電流 在各種輸入共模電壓下 水平到DUT（被測設備）， 采用圖12所示電路。

圖 12.用于測量 LTC6268 （LTC6268-10 的單位增益穩(wěn)定版本）的飛安偏置電流的電路以及各種共模下的測量結果。

電路板效應被消除 卸下電路板。那是 移除 LTC6268 下的電路板 同相輸入和晶須連接 它通過空氣到達1TΩ電阻。 這樣只剩下運算放大器引腳， 電阻器及其封裝材料 地方，懸在半空中，如你所見 圖 13（頂部）和 14（底部）。

圖 13.飛安測量板的實際板實現。注意相對于藍色長電阻的位置。DUT 輸入引腳的反饋電容僅通過空氣傳輸。

圖 14.電路板的底部，顯示懸掛在半空中的 DUT 輸入引腳。

圖15顯示了時域響應， 在 2.2 秒內穩(wěn)定良好。超調 實際上不是常規(guī)的超調 感覺，而是必要的費用 移動總輸入 C，有效地查看 就像短期偏置電流一樣。電壓 過沖的增量約為190mV， 寬度延長約 1.25 秒。 總費用可估算如下： 計算所創(chuàng)建三角形的面積 通過圖15中的電壓過沖：

圖 15.時域響應。在2.2秒內建立，共模電壓變化為200mV。過沖是真實的，因為太歐電阻移動0.6pF總輸入電容上的電壓。

當Q = CV和200mV步進時， 總輸入C的計算公式為Q/V = 0.6pF。粗略的分配將 對于 LTC6268 輸入 C 而言，為 0.45pF分米另外 0.15pF 用于晶須和 電阻引線。測量輸出噪聲 略低于 1mVP–P一致 目的是解析1fA。

結論

LTC6268-10 顯著降低了 TIA的傳統(tǒng)敵人：電壓 噪聲、電流噪聲、輸入電容 和偏置電流。它的特點 極低的4.25nV/√Hz電壓噪聲， 0.005pA/√Hz 電流噪聲，非常低 0.43pF 輸入電容，3fA 偏置 電流和 4GHz 增益帶寬。

審核編輯：郭婷