模數轉換器（也稱為ADC）用于許多應用，特別是需要處理模擬傳感器信號的測量系統，例如用于測量壓力、流量、速度和溫度的數據采集系統，僅舉幾例。通常，這些信號是脈沖或階躍函數形式的時域特征。

在任何設計中，了解這些類型應用的整體系統精度都很重要，尤其是那些需要量化波形中非常小的靈敏度或變化的系統。理想情況是，信號鏈輸入端每施加一伏特，ADC以數字方式表示一伏特輸出。然而，事實并非如此。與此相關的所有轉換器和信號鏈都有一些有限的誤差。

本文介紹與模數轉換器本身相關的錯誤。它還將揭示轉換器內如何積累不準確性并導致這些錯誤。這對于理解在為測量精度至關重要的新設計定義系統參數時如何正確指定ADC起著重要作用。最后，將討論一個簡單的誤差分析，以幫助為設計選擇合適的轉換器。

模數轉換器不準確

在任何信號鏈中，轉換器都是系統的基礎。為設計選擇的任何ADC都決定了系統的總體精度。換言之，系統精度不能優于轉換器的最低有效位（LSB）尺寸。為了說明這一點，應回顧ADC不準確的簡短教程。

首先，請注意，由于ADC并不理想，也沒有無限分辨率，因此它們只能在輸出上顯示有限數量的表示。表示數由轉換器的輸入滿量程除以 2 確定N表示，N 是轉換器理想情況下的位數。

例如，如果選擇12位ADC，則可以在其輸出端具有4096個數字表示，以表示施加到轉換器輸入的任何信號。這些表示確實有一些有限的誤差。因此，如果12位ADC的輸入滿量程（VFS）為10 V p-p，則其LSB大小為2.44 mV p-p，理想情況下精度為±1.22 mV。

等式 1.

但實際上，ADC并不理想。有一些有限的噪音

在轉換器本身內，甚至在直流電中。請記住，1 kΩ電阻相當于25°C時1 Hz帶寬下的4 nV/√Hz。 請注意，查看12位ADC數據手冊時，SNR通常為~70 dB至72 dB。但是，如果使用以下公式，則12位ADC在理想情況下應具有74 dB：

等式 2.

因此，在現實世界中，將無法實現12位分辨率，因為轉換器本身存在一些與之相關的不準確性，如圖2所示。

這些不準確性或誤差決定了轉換器在表示最終在整個信號鏈中采集的信號方面的效果。失調誤差定義為傳遞函數無法通過零的模擬值。增益誤差是失調誤差為零時理想傳遞函數和實際傳遞函數之間的滿量程值之差。通常所說的線性誤差或非線性是與零電平和滿量程之間繪制的直線的偏差，如圖1所示。

圖1.ADC量化誤差。

圖2.ADC 不準確。

有關 ADC 不準確性的更多信息

既然已經定義并理解了最基本的模數轉換器誤差，那么描述這些誤差之間的差異就很有用了。通常，大多數ADC具有與之相關的小失調和增益誤差，因此可以通過外部模擬電路忽略或調整（調零），或者進行數字校正。但是，線性度、量化和溫度系數等其他誤差無法輕松調整或消除。

模數轉換器的線性度僅與轉換器本身一樣好，這取決于架構和工藝變化。有一些方法可以糾正這一點，但它們很昂貴。設計人員有兩種選擇，要么購買更好、更昂貴的轉換器，要么對線性度進行數字校正。數字校正也可能很昂貴。這意味著指定DSP或FPGA可能涉及更多資源需求，因為線性度會隨著溫度和工藝變化而變化。根據采樣速率、IF和分辨率，數字校正可能需要大量的表征和查找表，以便即時校正或調整ADC的性能。

線性度有兩種類型的誤差：它們是微分非線性和積分線性，通常分別稱為DNL和INL。DNL 定義為與其理想值的任何誤差或偏差。換句話說，它是兩個相鄰代碼之間的模擬差值與VFS/2的理想代碼值的偏差N.將此與ADC的SNR性能聯系起來考慮。隨著代碼變體變大，轉換次數會減少。該誤差在整個溫度范圍內綁定為±0.5 LSB，以確保沒有丟失代碼。

INL定義為零和滿量程之間與理想直線近似的曲率偏差。在大多數情況下，INL決定了ADC的SFDR性能。整體INL偏差的形狀可以決定主導諧波性能。例如，INL曲線中的弓形將始終產生較差的偶次諧波，而INL曲線中的S-bow通常會產生奇次諧波。該誤差本質上與頻率相關，與此類誤差分析無關。

即使靜態失調和增益誤差中的零點是可行的，與失調和增益誤差相關的溫度系數仍然存在。

例如，增益誤差為10 ppm或FSR/°C = 0.001%/°C的12位ADC。

12 位系統中的 1 LSB = 4096 中的 1 部分，或大約 0.024%。

因此，當?為125°C（–40°C至+85°C）時，會產生±2.5 LSB增益溫度系數誤差，即125 = 0.125%×為0.001%。

其中 0.125/0.024 = 5.1 或 ±2.55 LSB。

對于失調溫度系數，偏移誤差為 5 ppm，或 FSR/°C = 0.0005%/°C。

這將產生 ±1.3 LSB 偏移溫度系數誤差或 0.0005% × 125 = 0.0625。其中 0.0625/0.024 = 2.6 或 ±1.3 LSB。

模數轉換器誤差分析

其他誤差源也可能影響轉換器的性能，包括CMRR、時鐘抖動、固有電路板噪聲和耦合等。所有這些誤差最終決定了ADC表示信號的效率，并且通常在頻域中表現得更有效。

從時域的角度來看，需要以下五個誤差來決定轉換器的整體精度：

相對精度，DNL，定義為 ±0.5 LSB

相對精度溫度系數和DNL溫度系數，通常包含在數據手冊的相對精度規格中。

增益溫度系數誤差，為±2.5 LSB（來自上一個示例）

偏移溫度系數誤差，為 ±1.3 LSB（來自上一個示例）

電源靈敏度，通常以第一奈奎斯特區內的低頻PSRR（電源抑制比）的形式出現。對于12位ADC，這通常表示為60 dB或±2 LSB。

只需取和方根（RSS），所有這些誤差源=轉換器總誤差的±3.5 LSB。這似乎過于悲觀。然而，統計容差可能過于樂觀，或者誤差總和除以誤差數，或（0.5 + 2.5 + 1.3 + 2）/4 = ±1.58 LSB。找到ADC的實際容差應該介于這兩種想法或方法之間。

因此，在轉換器中添加精度誤差，或任何精度系統分析時，設計人員應采用加權誤差源方法，然后將這些誤差源RSS在一起。這將提供確定ADC總誤差的最佳方法。因此，±0.5 LSB的相對精度應保持在100%。但是，±2.5 LSB的增益溫度系數誤差應為總誤差的66%，或2.5/（0.5 + 1.3 + 2）×100。±1.3 LSB的失調溫度系數誤差將是總誤差的26%，即100×1.3/（0.5 + 2.5 + 2）。±2 LSB的電源靈敏度誤差將是總誤差的47%，即2/（0.5 + 1.3 + 2.5）×100。以 RSS 方式或平方根
√將這些加權誤差相加（（0.5 × 1）2+ （2.5 × 0.66）2+ （1.3 × 0.26）2+ （2 × 0.47）2)，提供 ±2.0 LSB 的總誤差，這會產生更現實的東西，介于上述樂觀和悲觀方法結果之間。

ADC 帶寬精度

ADC還具有建立時間精度。請記住，轉換器的內部前端需要有足夠的帶寬（BW）才能準確采樣信號。否則，錯誤的累積將大于上面發現的。

一般而言，ADC的內部前端需要在半個周期或采樣時鐘周期（0.5/Fs）內建立，以便提供要采集的模擬信號的入站精確表示。因此，對于2.5 GSPS的12位ADC采樣和1.3 V p-p的滿量程輸入范圍，可以從以下瞬態方程開始推導出所需的全功率帶寬（FPBW）：

求解 t：

τ = 1/（2 × π × FPBW）中的子，一個時間常數，并求解 FPBW：

現在，設 t = 0.5/Fs，即樣本建立所需的時間，其中采樣周期為 1/Fs：

這將產生ADC內部前端或FPBW所需的最小帶寬。這是轉換器內部前端在1 LSB內建立并對模擬信號進行適當采樣所需的帶寬量。這將需要幾個時間常數才能通過，以滿足此類ADC的1 LSB精度。

其中一個時間常數等于 24 ps 或 τ = 1/（2 × π × FPBW）。要了解ADC滿量程范圍所需的時間常數，需要找到LSB大小的滿量程誤差%或%FS。或1 LSB = 滿量程/（2N)，其中 N = 位數或1.3 V 峰峰值/（212） = 317 μV 峰峰值和 %FS = （LSB/FS） × 100 = 0.0244。

通過繪制歐拉數，或 eτ，可以開發一個圖表，以便輕松顯示每次常量通過時的相對誤差。如圖3所示，可以發現，12位ADC示例需要8.4個時間常數才能在1 LSB內適當建立。

圖 3：建立精度與時間常數的關系。

這允許設計人員估算轉換器可以使用的最大模擬輸入頻率或采樣帶寬，并且仍建立于誤差的1 LSB以內。除此之外，ADC無法準確表示信號。這被簡單地定義為F.MAX= 1/（τ × 個時間常數）或 1/（24 ps × 8.4） = 4.96 GHz。

請記住，這是這里最好的情況，假設是單極點模型ADC前端。并非所有實用的轉換器都以這種方式運行，但這是一個很好的起點。例如，所描述的模型在12位下有效，但是，在14位/16位及以上，應基于這些細微效應使用二階模型，這些效應可以使建立時間超出預測的一階模型。

關于ADC帶寬的快速說明

請記住，ADC的全功率帶寬與上述轉換器可用帶寬或采樣帶寬不同。這可以被視為類似于運算放大器的全功率帶寬（FPBW），其中信號看起來更像一個三角形，并且其輸出上存在大量失真。FPBW是ADC準確采集信號和內部前端正確建立所需的帶寬（如上例所示為6.62 GHz）。選擇中頻并在此區域使用轉換器不是一個好主意，因為系統中的性能結果差異很大，根據轉換器數據手冊中所述的額定分辨率和性能，全功率帶寬遠大于轉換器本身的最大采樣帶寬，如~5 GHz， 上面顯示的示例。樣本帶寬是設計的中心位置。所有設計都應避免使用額定全功率帶寬的部分或全部最高頻率部分，因為這樣做可能會使動態性能（SNR/SFDR）降額，而降額可能會有很大差異。要確定高速ADC的采樣帶寬，請使用如上所示的示例，因為數據手冊中有時沒有特別給出。通常，數據手冊指定甚至列出了生產測試頻率，以保證在轉換器的采樣帶寬內提供性能。然而，在較老的ADC中，這些測試頻率并不總是顯示在F上。.MAX如上文數據手冊中所定義。展望未來，需要指定、定義和測試行業中對這些帶寬術語的更好解釋。

結論

本文應就如何查看一般靜態ADC不精度誤差和涉及帶寬的ADC不精度誤差提供一些指導。本文還進一步了解了ADC誤差以及這些誤差如何影響信號鏈。請記住，并非所有組件都是平等的，對于主動和被動設備都是如此。開發能夠捕獲所有這些錯誤的電子表格是插入不同信號鏈組件以更快地進行評估和組件權衡的簡單方法。在權衡組件之間的成本、尺寸和功耗以及信號鏈性能差異時尤其如此。

在進行下一個信號鏈設計時，請記住這些原則。根據要求，可以向您發送電子表格分析，突出顯示前面提到的示例。隨意使用它并根據您的下一個設計進行定制。如果您還有其他問題，請通過ADI公司與我聯系工程師專區?，一個在線技術支持社區，位于 RReeder。

關于如何生成完整信號鏈分析的進一步討論將在第2部分：模擬信號鏈精度中介紹。最后，請記住，僅僅提高信號鏈中ADC的性能或分辨率不會提高測量精度。如果仍然存在相同數量的前端噪聲，則精度不會提高。噪音只會被測量到更精細的程度，最終可能會花費設計師的老板更多的錢。

審核編輯：郭婷