隨著為云提供服務的數據中心在速度和容量方面的增長，背板電源需要提供突破熱插拔性能界限的電流?組件。熱插拔解決方案允許在帶電背板上插入和拔出電路板，而不會干擾分配給其他電路板的電源。典型的熱插拔解決方案使用串聯 MOSFET 來管理背板和電路板之間的電源流，從而防止毛刺和故障中斷系統其余部分的電源。

設計穩健的熱插拔解決方案的挑戰隨著電流需求的增加而成倍增加。負載電流為100A時，僅確定功耗要求已不再足夠。設計人員必須仔細注意 MOSFET 安全工作區 （SOA），并了解多檢測電阻器的開爾文電流檢測技術。本文以基于 LTC4218 熱插拔控制器的 12V/100A 解決方案為例，說明如何解決這些問題。

12V/100A 熱插拔設計

圖 1 示出了 LTC4218 熱插拔控制器管理電路板的電源，該電路板包含高達 1000μF 的旁路電容，吸收高達 100A 的負載電流，并熱插拔至 12V 背板電源。

圖1.LTC4218 12V/100A 熱插拔解決方案

為了在 MOSFET M1 和 M2 中支持 100A 負載電流而不會產生過大的功耗，需要 PG （電源良好） 信號禁用負載，直到輸出完全上電。通常，這是通過使用熱插拔控制器的PG信號控制下游電路的RESET信號來實現的。在圖1電路中，如果在啟動期間有效負載電阻大于10Ω（而PG為低電平），則輸出正常上電。如果輸出電阻在啟動期間較低（例如在輸出短路故障期間可能發生），則 LTC4218 將檢測到此情況并關斷串聯 MOSFET。

在啟動期間，通過將 LTC4218 的 ISET 引腳拉低至 R4 直至 PG 信號轉換至高電平，減小了電路的電流限值門限。R4的3kΩ電阻將電流限值閾值降低到正常工作電流限值的約13%。在啟動期間吸收超過該電平的額外電流的任何故障條件都會導致定時器激活并關閉 MOSFET。（當PG引腳拉低時，相對較小的元件M3、M4、R6、R7和C4協同工作，有效地連接ISET和地之間的R4 3k電阻。

啟動期間的輸出斜坡速率由 LTC4218 的 24μA 上拉電流設定至 C1 和 MOSFET M1 和 M2 的柵極。結果是輸出斜坡速率為2V/ms。由于負載電路被PG信號禁用，因此啟動時的電流專用于對熱插拔電路下游的電容充電，如圖1中的C6所示。在 2V/ms 下提升 1000μF 的電容需要 1000μF ? （2V/ms）=2A 的電流。這遠低于R4在16A或正常工作電流限值的13%時設定的啟動電流限值閾值。這為電流檢測中的不準確性留出了足夠的余量。在啟動期間超過此電流限值門限一小段時間也表示輸出端存在故障情況，LTC4218 通過關斷 MOSFET M1 和 M2 來做出響應。

場效應管安全工作區

在此應用中，整個 SOA 可以單獨由 M1 或 M2 來滿足。假設電流和SOA在啟動或輸出過載故障期間在MOSFET之間平均共享是不明智的，這會導致MOSFET兩端的源極電壓顯著漏極。任何一種MOSFET都應該能夠支持應用的整個SOA。

另一方面，當MOSFET在正常工作期間完全增強時，其行為類似于電阻器，可以安全地假設電流份額更均勻。在本應用中，使用兩個MOSFET來降低正常工作期間的功耗，而不是滿足瞬態安全工作區域要求。在 100A 電流下，單個 1mΩ MOSFET 的功耗為 I2R = （100A）2? 1mΩ = 10W。如果電流平均在50A時共享，則每個MOSFET中的功率為更合理的I2R = （50A）2? 1mΩ = 2.5W。

使用多個檢測電阻進行適當的開爾文檢測

在這些電流水平下，正確監控檢測電阻兩端的電壓可能具有挑戰性。利用 LTC4218 的 15mV 電流檢測門限，一個 100A 的電流限值需要小于 0.15mΩ 的檢測電阻，這通常采用開爾文檢測方案中的并聯電阻來實現。

在熱插拔（或其他電流檢測）應用中使用單個檢測電阻時，通常的做法是在IC的檢測引腳和檢測電阻之間使用單獨的低電流開爾文走線。開爾文連接到電流檢測電阻的示例布局如圖2所示。低電流開爾文檢測路徑直接位于檢測電阻器和 LTC4218 SENSE 和 SENSE 之間+?引腳消除了由于高電流通過電阻PCB銅時發生的壓降引起的誤差。

圖2.采用單檢測電阻的開爾文檢測

但是，在此100A應用中，必須使用多個并聯檢測電阻來實現檢測電阻。8 個 1mΩ 電阻并聯是一個合理的選擇，因為它的典型電流限值為 8 ? （15mV/1mΩ） = 120A，提供高于輸送到負載的 100A 的舒適裕量。

然而，檢測電阻的數量成倍增加，布局挑戰也會成倍增加;圖2所示的單個電阻的簡單布局已不再足夠。檢測電阻之間的電流很少平均分配——在高電流應用中，幾個低值檢測電阻之間的電流差異為50%的情況并不罕見。由于與檢測電阻串聯的印刷電路板銅層的有限電阻，因此放置在更靠近 MOSFET M1 和 M2 的電阻器比放置在較遠處的檢測電阻器傳導更大比例的負載電流。如果可能，首選布局是在印刷電路板的頂部和底部放置相同數量的檢測電阻。這最大限度地減少了通過銅層的橫向電流引起的寄生壓降，這是到達最遠檢測電阻所需的。

即使采用最佳的PCB布局，也有必要使用電阻網絡來平均各個1mΩ電阻上檢測到的電壓。在此 12V/100A 應用中，SENSE 和 SENSE+?LTC4218 的引腳通過一個 1Ω 電阻陣列連接到 8 個 1mΩ 檢測電阻器，如圖 1 所示。SENSE 和 SENSE 之間的電壓+?引腳是 1mΩ 檢測電阻兩端所有電壓的平均值，有效地檢測了 8 個 1mΩ 電阻的開爾文。示例布局如圖 3 所示。

圖3.8 個并聯電阻器的開爾文檢測布局使用電路板頂部和底部

實驗室結果

當然，計算和電路仿真不能替代臺式測試，尤其是在使用大電流熱插拔解決方案時。圖4顯示了該設計的示波器波形，從100Ω電阻啟動，然后在ENABLE/RESET信號轉換到高電平后進入100A負載階躍。請注意，此設置中的使能/復位驅動電子負載盒的4V導通信號，而不是圖1所示的M5和R10的12V電平。

圖4.正常啟動

圖4中的波形是無故障時正常工作的典型波形。12V輸入電源首先斜坡上升。然后，LTC4218 以 2V/ms 的速度對 1000μF 輸出電容器進行充電。最后，當使能/復位輸出轉換為高電平時，100A 負載導通，表示 MOSFET M1 和 M2 完全增強。

圖 5 示出了當輸出端發生短路時，LTC4218 關斷 MOSFET M1 和 M2。輸入電壓上升100ms后，電路開始對輸出節點充電。LTC4218 將充電電流限制在 16A 啟動電流限值門限，并快速檢測短路。該解決方案可正確響應并關閉負載電源，以避免對系統中其他組件造成任何中斷（和損壞）。

圖5.啟動短路

結論

多年來，熱插拔解決方案的設計者不得不不斷應對不斷增長的電源電流帶來的新挑戰。有些問題并不新鮮，例如高電流導致的功耗要求，但今天的電流水平已將一些新的設計問題推向了前臺，例如MOSFET安全工作區以及用于多檢測電阻的開爾文檢測技術。此處所示的 12V/100A LTC4218 熱插拔控制器解決方案專門針對這些設計要點。

審核編輯：郭婷