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文章作者：安森美 (onsemi)Jonathan Harper&Roman Radvan

隨著時代的發展，電源被設計得越來越小，卻越來越高效，而在節能倡議和客戶期望的推動下，電源還需要具有功率因子校正（PFC）功能。通過減少諧波含量和被動電源引起的電力線損耗來降低對交流市電基礎設施的壓力，這給電源設計人員帶來了不小的挑戰。

本文將討論一個 300 W、20 V 單相交流輸入電源設計，該電源具有超過 36 W/in³ 的高功率密度，且滿載效率為94.55%。表1 總結了其關鍵性能特征，圖1 顯示了該電源。經由先進的圖騰柱 PFC 控制器控制前端 PFC，且 PFC 由 GaN 集成驅動器所驅動，后端由頻率 500 kHz 的高頻 LLC 級，配合輸出同步整流，可實現高功率密度。

表 1. 300 W 超高密度電源性能總結

圖 1. 300 W 超高密度電源

功率因子校正 — 頻率箝位臨界導通模式

標準電源的拓撲結構如圖2 所示，由一個整流器和一個輸入升壓級組成。輸入整流器級中存在高損耗，不僅會降低效率，還會增加電源的尺寸。我們將使用圖2 中的電路來解釋超高密度電源的圖騰柱 PFC 控制器中使用的頻率箝位臨界導通模式。

圖 2. 橋式整流器后接單相 PFC 級

有源整流或功率因子校正的目的是調節輸入電流 i_IN 與輸入電壓 v_IN 成比例且同相位。此時電路就等同于一個理想電阻，其功率因子等于 1，且無諧波失真。然而實際上，要實現這一點會受到眾多限制。圖2 所示的電路需要控制兩個變量：大電容或總線電容上的電壓 V_BUS ，和電源周期內的輸入電流 i_IN。通過將總線電壓設置為高于交流輸入電壓的峰值，可以使用升壓級控制兩個獨立變量（允許總線電壓出現低頻交流紋波）。進而控制一個開關周期內的平均輸入電流 i_IN ，與一個開關周期內的平均輸入電壓 v_IN 成比例。NCP1680 圖騰柱 PFC 控制器以接近臨界導通模式的非連續導通模式運行。將 t₁=t_ON 定義為電感充電（累積能量）的導通時間，t₂定義為部分關斷時間，此時電感（存儲的能量）提供泄磁電流，t₃ 定義為另一部分關斷時間，此時電感電流隨開關和其他輸出電容振蕩，T=t_ON+t₂+t₃，L 為電感，非連續導通模式下 i_IN 與 v_IN 的關系為：

我們將通過數學模型來分析控制方法，并透過 T、t_ON、t₂ 和 t₃ 的圖形顯示。我們可以看到，i_IN 和 v_IN 之間有可能成正比的關系式。t_ON 項來自設計帶寬在 5 到 10 Hz 之間的低帶寬控制環路；因此，它在最低頻率為 30 kHz 的快速開關周期內保持恒定。

如果 t₃ 為零，則 t₁ + t₂ 項將與 T 相抵。但是，t₃ 通常不為零，因此我們需要對此進行處理。我們調整 t_ON 值，使 i_IN 與 v_IN 成比例。

電感值和數據手冊中的 t_ONMAX 值決定了給定輸入電壓和假定效率 η 下的最大輸出功率。

一般來說，t₃ 永遠不會是零（我們稍后將討論），因此我們需要通過一個因子來微調 t_ON 的值。t₁、t₂ 和 T 的值源自前一個開關周期。

因此，即使 t₃ 不為零，現在一個開關周期內的平均輸入電流 i_IN 也與一個開關周期內的平均輸入電壓 v_IN 成比例。

PFC 控制回路的低帶寬意味著對負載變化的響應較慢。PFC 控制器測量總線電壓。如果負載顯著增加，則總線電壓將降低。如果它降低到一定電平以下，PFC 控制器將啟動動態響應增強器 (DRE)，它能有效使 t_ON 的值暫時增加，從而實現更好的負載調節。如果總線電壓超過某個電平，則控制電壓會分四階段下降到零，每階段持續 100 μs，直到總線電壓降下來。（如果它超過一個更高的電平，則立即停止開關）。

回到關于 T、t₁、t₂ 和 t₃ 波形的討論，圖3 顯示了圖2 中的升壓電路，使用一個脈沖模擬激勵時的波形，并顯示導通時間 t₁ 和關斷時間 t₂ 中的電感電流波型。由于只有一個脈沖，因此沒有定義 T 和 t₃。該圖旨在確定再次導通的最佳時間，分別標記為 P、Q 或 R 的時間點。為便于說明，在用于生成這些波形的模擬中，將輸出開關電容設置為高于常用值。

如果 MOSFET 在標記為 P 的時間導通，則電路器件以零電流、高電壓導通。存儲在 MOSFET 和寄生電容中的能量必須通過 MOSFET 溝道放電，這會造成損耗。如果 MOSFET 在標記為 Q 的時間導通，則電路器件也會以零電流導通，但電壓要比之前低得許多。存儲在 MOSFET 中的能量也比之前低得多，因此將顯著降低導通能量 (E_ON) 損耗。如果 MOSFET 在標記為 R 的時間導通，導通損耗會略高，因開關周期之間的時間較長，而使得開關頻率較低：總功耗是 E_ON 乘以頻率。

圖 3. 單脈沖激勵升壓電路

我們假設最小輸入電流峰值為 1 A。t₁ 時間非常短，可能是 5 μs，然后是稍長的 t₂ 時間。所以 t₁ + t₂ 是 11 μs，而不是我們在圖3 中看到的大約 45 μs。如果開關在漏極電壓的第一個波谷打開，則開關頻率會高得許多，而在最后一個波谷打開，則開關頻率會降低許多。

對于 300 W 應用中的圖騰柱控制器，NCP1680AA 版本的開關頻率最高限制為 130 kHz。對于大電流開關周期，其開關周期較長，因此開關頻率較低。對于小電流開關周期，開關頻率將增加到 130 kHz。當達到此頻率限制值時，其頻率將被箝位直到下一個脈沖，此脈沖在 1/130 kHz 時間之后出現。在輕負載時，頻率折返有助于提高效率，始終確保頻率高于 25 kHz 的頻率箝位限制，以確保沒有音頻范圍內的噪聲出現。有關 NCP1680 的更多詳細信息，請參閱數據手冊[1]。

功率因子校正 — 集成GaN驅動器

圖2 所示電路包括 4 個橋式整流二極管和 1 個升壓二極管。本文介紹的 300 W 電源具有高效率的三個原因之一是采用了去除了橋式整流器的圖騰柱拓撲，并使用快速開關 MOSFET 取代升壓二極管。圖騰柱拓撲去除了整流器，具體說明如下——考慮下面圖4a 中的電路。電感、電容、MOSFET S1 和標記為 S2 的二極管構成了一個標準升壓電路，并于正半周期間工作。旁路二極管可防止在啟動或特定異常情況下發生電感飽和。標記為 SR1 的整流二極管在正半周期間導通，并在輸入電壓處于負相時阻止動作。

圖4b 中的電路顯示了負半周期間所需的升壓電路。電感、電容、MOSFET S2 和標記為 S1 的二極管構成標準升壓電路的負半周版本，并在升壓電路導通路徑中配備了一個整流二極管 SR2。

圖 4. 正相和負相升壓電路

圖5 顯示了圖4 中的電路與圖騰柱 PFC 標準電路圖的組合。電路中有兩個二極管（SR1 和 SR2），可以用 MOSFET 代替，以獲得更高的效率。這些二極管在圖騰柱工作期間導通，但切換頻率只有 50/60 Hz。旁路二極管僅在啟動（浪涌電流期間）時導通，因此使用 MOSFET 代替它們沒有任何好處。

圖 5. 采用二極管的圖騰柱 PFC 電路

圖6 顯示了采用高速 GaN HEMT 和低速超結 MOSFET 的圖騰柱 PFC 拓撲。在正半周波期間，SR1 在整個周期內導通，并為圖4a 所示的同步升壓電路提供接地路徑。S1 動作如異步升壓級中的升壓開關，S2 動作如異步升壓級中的升壓二極管。同樣，在負半周波期間，SR2 在整個周期內導通，并為圖4b 所示的電路提供接地路徑。在異步升壓級中，S2 充當升壓開關，S1 則充當升壓二極管。

圖 6. 采用 LLC GaN 半橋和 SJ MOSFET 的圖騰柱 PFC 電路

組件 SR1 和 SR2 在低頻下開關，因此它們可以是低速器件，電源使用超結 MOSFET 實現此功能。需要附加電容，如果不加電容，過零點轉換太快，會導致潛在的 EMI 問題。如果電容太大，則 THD 性能會變差。NCP1680 控制器具有特殊的過零點序列脈沖，可優化過零點性能。

組件 S1 和 S2 使用集成 GaN 驅動器器件實現。這些器件將 GaN 器件和驅動器集成到一個封裝中，從而降低線路寄生電感并解決了驅動 GaN 器件的復雜性。集成 GaN 驅動器安裝在 IMS 基板上，以便在此設計中實現更好的冷卻，進而無需在 PCB 上安裝體積龐大的散熱器。采用集成驅動器 GaN 器件是該 300 W 電源的功率密度如此之高的第二個原因。

功率因子校正 —NCP1680 圖騰柱 PFC 控制器

圖7 顯示了 300 W 超高密度電源的主要電路。上一節中描述的圖騰柱電路位于圖的左側，由 NCP1680 驅動。圖騰柱中的電感帶有一個輔助繞組，連接到圖騰柱 PFC 控制器。

圖騰柱 PFC 電路中 PFC 功能的工作原理與上一節介紹的標準升壓拓撲類似。主要區別在于：

圖騰柱 PFC 控制器必須從在正交流相位期間使用低壓側 MOSFET 開關作為升壓開關，改變為在負交流相位期間使用高壓側 MOSFET 開關作為升壓開關。

圖騰柱 PFC 控制器可以驅動高壓側 MOSFET 以在正交流相位期間提供二極管功能，并驅動低壓側 MOSFET 以在負交流相位期間提供二極管功能，從而提高效率。在輕負載時，驅動 MOSFET 的額外損耗超過降低導通損耗帶來的好處，因此停用此開關。

圖騰柱 PFC 控制器可以通過檢測圖騰柱輸入電壓相位以驅動低速器件，更可提高效率。

圖騰柱 PFC 控制器還能自動優化死區時間和降低過零性點提升性能的復雜問題，詳情請參見 NCP1680 數據手冊[1]。

圖7 顯示 NCP1680 有五個輸入端。如上一節所述，兩個連接（AC+ 和 AC-）用于確定交流線路的相位，一個連接用于測量 PFC 控制所需的總線電壓。通過 ZCD 引腳執行 PFC 中的電流監控。該電流測量有助于確定 t₂ 周期何時結束，也可用于過流保護。漏極電壓振鈴監控位于 AUX 引腳上，用來確定漏極電壓振鈴中的最小值，以優化開關性能。

除了控制功能外，這些引腳上檢測到的電壓位準和波形還用于保護和其他控制目的。例如，使用 AC+ 和 AC- 引腳上測得的電壓判斷低電壓/高電壓和掉電保護。欠壓、軟過壓、快速過壓保護和動態響應增強器都使用 FB 輸入端測得的電壓判斷。

VCC 供應來自 DC-DC 轉換器級。一旦 LLC 控制器高壓啟動電路提供的能量足以啟動 PFC，它就會開始工作。成功啟動后，兩個控制器均由 LLC 變壓器輔助繞組和穩壓器供電。圖騰柱控制器附近的電路板上有一個熱敏電阻，可在控制器集成的過熱保護功能之外，提供額外的過熱保護。

此設計使用圖騰柱 PFC 控制器的跳過 (SKIP) 或待機模式。極性指示信號顯示器件檢測到的是交流正半周期還是負半周期。前級 PFC OK 信號饋入 LLC 并指示大容量電容上的正確電壓范圍。

圖 7. 300 W 超高密度電源

應用筆記 AND90147/D [2] 闡述了如何設置設計的組件值。使用 [2] 中列出的等式 1-4 計算并選擇電感值，計算值參見下表2。

表 2.圖騰柱電感值的計算

大容量電容值為 2 x 100 μF，符合[2] 中的公式 5，符合標準紋波計算公式。還需要高頻去耦電容，尤其要注意 PFC 級之后 LLC 級的高速開關。

選擇 NTMT064N65S3H 超結 MOSFET 作為慢速橋臂組件 SRL1 和 SRL2，其 R_DS(ON) 典型值為 52 mΩ。考慮到 R_DS(ON) 會隨溫度而變化，我們可以假設兩個 R_DS(ON) 為 100 mΩ。使用分段近似法計算電感 RMS 電流為 5.22 A。SRL1 和 SRL2 的總損耗為 2.8 W，由兩個器件分擔—每個器件僅導通半個周期。所以每個器件的損耗是 1.4W。使用 Power88 封裝時，假定 RTHJA 為 50 K/W，則引起的溫升約為 70°C。

兩個超結 MOSFET 由 NCP5183 驅動器驅動，SRL1 位于高壓側，SRL2 位于低壓側。請注意因為功率器件為 50 Hz 或 60 Hz 的低開關頻率，自舉驅動器需要一個 2.2 F 的電容。

選擇 NCP59821 集成 GaN 驅動器器件，作為組件 S1 和 S2。這些器件包括一個 GaN 驅動器 + GaN HEMT。GaN HEMT 的 R_DS(ON) 為 50 mΩ。R_DS(ON) 會隨著溫度升高而增加，因此我們使用 100 mΩ 進行損耗計算。使用分段近似法計算 GaN HEMT 順向和反向 RMS 電流，分別為 4.45 A 和 2.73 A，RMS 平均值為 3.69 A。

GaN 的主要優勢是開關損耗低至可忽略不計。因此，快速開關器件的總損耗僅為每個器件 1.36 W。

使用 NCP51530 接面隔離式柵極驅動器作為電平轉換器，并為集成 GaN 驅動器提供信號。可將它看作是 NCP5183 的高速版本，適合高頻工作。NCP1680 的高壓側和低壓側驅動輸出在饋入 NCP51530 之前，先經過 10Ω/100 pF 低通濾波器濾波。

讓我們來看一下 NCP1680 的檢測輸入。兩個輸入用于交流線路檢測、一個輸入用于電流檢測、一個輸入用于輸出電壓檢測、一個輸入來自升壓電感器的輔助繞組并用于準確檢測波谷。AC 線路的檢測輸入由 100 kΩ 和 9.9 MΩ 的電阻分壓器組成，按照數據手冊的建議，分壓系數為 100。通常建議將高壓電阻分成串聯電阻，以滿足爬電距離和安全要求。1 nF 電容可過濾引腳上的噪聲。

NCP1680AA 的推薦電流檢測電阻值為 100 mΩ。不同版本的 NCP1680 會有不同的電流檢測閾值，因此需要對該值進行調整。值越大，損耗越大，但抗噪聲能力越強。該電阻在低輸入電壓線路的功耗相對總損耗的貢獻約為 5-6%。

升壓電感的輔助繞組用于檢測波谷，匝數比為 7:1。配備了一個 10k 串聯電阻用于限流，還有一個 470k 下拉電阻。肖特基二極管提供反向電壓保護。

PFC 輸出電壓分壓器的高壓側電阻設置為 10.9 MΩ。該值越小，抗噪聲能力越高，但功耗越大。通常建議將高壓電阻分成串聯電阻，以滿足爬電距離和安全要求。分壓器設置所需的輸出電壓，根據參考文獻[1]，低壓側使用 68 kΩ 的電阻可提供 403 V 的輸出電壓。并且需要一個具有 5 kHz 截止頻率（10 kHz 采樣頻率）的抗混迭濾波器，參考應用使用一個 1 nF 的電容。

LLC級 —NCP13994電流模式LLC控制器

圖8 顯示了 300 W 超高密度電源中使用的 LLC 級。S1 和 S2 構成一個半橋。諧振橋由三個組件構成：電感 Lr、電容 Cr 以及匝數比為 n 且具有大磁化電感 Lm 的變壓器。變壓器的中心抽頭輸出連接到兩個 MOSFET、輸出電容和負載。

圖 8. 具有中心抽頭半橋輸出級的半橋 LLC 諧振轉換器

此拓撲結構具有 Q1 和 Q2 的零電壓開關特性。圖9 顯示了 QUP (S1) 兩端的電壓和流經 QUP 的電流模擬波形。當漏極電流為負時 QUP 導通，因此會有反向導通電流，這意味當器件為硅 MOSFET 或 SiC MOSFET 時，該器件的體二極管將被導通。與大約 400 V 的 VBUS 電壓相比，電壓轉換過程中只有幾伏電壓，因此消除了 EON 開關損耗。

圖 9.LLC 波形

應用筆記 AN-9738 [3] 對 LLC 轉換器的低頻增益特性進行推導。增益取決于 Lr、Lm、Cr、n 和負載Ro。利用[3] 中的公式，我們繪制了 300 W 超高密度電源的低頻增益特性，如圖10 所示。

圖 10. 300 W UHD 電源中 LLC 電路的理論增益-頻率曲線

這些曲線圖顯示 LLC 轉換器在不同負載下的增益。在我們的設計中，100% 負載為 300 W。該曲線圖顯示增益隨頻率而降低，此為零電壓開關的要求：電流過零遲于電壓過零。

LLC 存在兩個諧振頻率。在我們的范例中，[3] 中定義的諧振頻率 fo 是增益為 1 時的頻率，為 442 kHz。[3] 中描述的諧振頻率 fp 是空載曲線的峰值，負載增加時該峰值的值會降低。如果器件工作在增益隨頻率增加的情況下，則會出現硬開關和回饋信號反向的現象，如果諧振回路設計得當，控制器本身可以防止這種情況發生。

300 W 高功率密度板操作于諧振頻率以上。返回圖7，LLC 控制器有一組高壓啟動電路，用于啟動時為控制器供電。一旦控制器開始工作，變壓器上的輔助繞組會為器件供電并停止高壓啟動電流源，直到再次需要時啟用。當 AC 斷電時，它會幫 EMI 濾波器中的 X 電容放電，這意味著不需要額外的電阻為該電容放電，從而節省了待機功率。

NCP13994 控制器[4] 集成了高壓半橋驅動器，因此無需外部驅動器或電平轉換器。高壓側驅動器帶有一個可以優化的外部自舉電路。該 LLC 控制器可驅動兩個 GaN HEMT 器件，有助于提高電路板的效率。

此 LLC 控制器為電流模式 LLC 控制器—CS 通過諧振電容上面電容分壓器的電壓檢測初級側電流。由于電流波形可能有不同形狀，實際過程是在開關周期內對電流波形進行積分，并測量該周期內的電荷。電流模式控制可實現出色的動態響應，并針對每個脈沖達到限流功能。NCP13994 數據手冊、NCP4390 控制器應用筆記[5] 和 3 kW LLC 功率研討會白皮書更詳細地闡述了電流模式控制運行。LLC CS 和 LLC FB 引腳用于監控諧振電流和輸出電壓的隔離信號，以實現這種電流模式控制。

FB FREEZE 和 SKIP 引腳設置 SKIP 工作模式的閾值，以確保輕負載時的良好效率。與 NCP1680 一樣，NCP13994 也有一個外部過熱保護引腳。

LLC 級—NCP4306 同步整流控制器和 LFPAK4 60 V 3 mΩ MOSFET

使用圖騰柱 PFC 和 GaN HEMT 之后的第三個方法是使用同步整流。兩個 NCP4306 同步整流控制器分別驅動兩個并聯的 NTMYS3D3N06CL LFPAK 60 V 3 mΩ MOSFET。控制器檢測 MOSFET 上的電壓并在導通時將其打開。低寄生電感對于防止過早關斷至關重要，因為過早關斷會降低效率。NCP4306 具有最小導通時間和最小關斷時間設置，以及一個定時器以支持輕載和中等功率 LLC 工作——詳細說明請參閱 NCP4306 資料手冊[6]。

300 W 電源性能總結

有關電源性能的更多詳細信息，請參閱我們的電源研討會演示文稿[7]。整體設計符合 134 mm x 62 mm x 18 mm 的最小外形尺寸。它在寬功率范圍內具有出色的效率表現，另外低于170 mW 待機功耗適合該功率范圍應用，所以是一個無需輔助電源的理想解決方案。