本應(yīng)用筆記解釋了在非隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器中實(shí)現(xiàn)同步整流時(shí)實(shí)現(xiàn)最佳性能的優(yōu)勢(shì)以及電路設(shè)計(jì)中需要的一些額外考慮因素。

在非隔離式 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的最基本圖中，您通常會(huì)看到兩個(gè)理想開(kāi)關(guān)和一個(gè)儲(chǔ)能電感器。在早期設(shè)計(jì)中，工程師很快意識(shí)到一個(gè)開(kāi)關(guān)可以用低成本二極管代替;當(dāng)電感在主開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)間內(nèi)反轉(zhuǎn)其電壓并使續(xù)流二極管D1正向偏置時(shí)，它通過(guò)換向在正確的時(shí)刻自然導(dǎo)通（見(jiàn)圖1，左）。

圖1.二極管與同步整流的比較。

這種方法在簡(jiǎn)單性方面很棒。雖然二極管在循環(huán)輸出電流時(shí)確實(shí)會(huì)降低一些電壓，但當(dāng)輸出電壓相對(duì)較高時(shí)，這仍然是功率損耗的一小部分。

然而，為了在保持低耗散的同時(shí)提高工作速度，處理器和其他IC的輸出電壓已降至1V以下。具有諷刺意味的是，效率問(wèn)題現(xiàn)在又回到了DC-DC轉(zhuǎn)換器電源上，因?yàn)槎O管壓降在輸出電壓中所占的比例要大得多。具有1V輸出的1V二極管壓降消耗的功率與轉(zhuǎn)換器在關(guān)斷時(shí)間（1 - D）期間向負(fù)載輸送的功率相同。因此，在此期間，轉(zhuǎn)換器的效率約為50%。這種低效率如何影響轉(zhuǎn)換器的整體效率取決于輸入/輸出電壓比和導(dǎo)通時(shí)間期間的效率。較高的DC-DC輸入-輸出電壓差使問(wèn)題更加嚴(yán)重，相關(guān)的關(guān)斷時(shí)間更長(zhǎng)。

壓降最小的理想開(kāi)關(guān)

解決這一困境的方法是嘗試以最小的壓降回到SW2的理想開(kāi)關(guān)。雙極晶體管提供了一種選擇，但MOSFET是顯而易見(jiàn)的選擇。最初，這些僅限于較低電流的應(yīng)用，因?yàn)樗鼈兊膿p耗與電流平方成正比，而二極管只是成正比。這些天，RDS（ON）值如此之低，因此高電流應(yīng)用也是可行的。MOSFET 總柵極電荷值 （QG） 也下降了，從而顯著降低了驅(qū)動(dòng)器損耗并實(shí)現(xiàn)了更高的工作頻率。MOSFET 還具有優(yōu)勢(shì)，因?yàn)樗鼈兛梢宰鳛榉至⑵骷?IC 中的多個(gè)芯片并聯(lián)，以更低的凈導(dǎo)通電阻和更低的芯片溫度提供成比例的更好性能。它們對(duì) R 具有正溫度系數(shù)DS（ON）所以它們自然而然地共享電流。另一方面，二極管可以并聯(lián)，但沒(méi)有保證均流。當(dāng)然，MOSFET必須主動(dòng)驅(qū)動(dòng)開(kāi)啟和關(guān)閉，但只需通過(guò)接地參考信號(hào)直接反相到主開(kāi)關(guān)，即可集成到控制IC中。一個(gè)重要的注意事項(xiàng)：兩個(gè)開(kāi)關(guān)永遠(yuǎn)不應(yīng)該一起導(dǎo)通，即使是暫時(shí)導(dǎo)通，因?yàn)檫@將是輸入電源兩端的直接短路，可能會(huì)損壞半導(dǎo)體和PCB走線。

實(shí)際上，控制IC在開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通周期之間設(shè)置了死區(qū)時(shí)間，以保證無(wú)擊穿。在死區(qū)期間，換向仍然發(fā)生在MOSFET的本征體二極管上。該二極管通常具有相對(duì)較高的正向壓降和較長(zhǎng)的反向恢復(fù)時(shí)間，因此如果允許死區(qū)時(shí)間過(guò)長(zhǎng)，它會(huì)產(chǎn)生顯著的耗散。通過(guò)嚴(yán)格控制控制IC內(nèi)的時(shí)序，可以最大限度地減少這些問(wèn)題。另一種解決方法是將肖特基二極管與MOSFET并聯(lián)安裝，使其在體二極管之前導(dǎo)通，盡管會(huì)增加解決方案的成本。

圖1提供了一個(gè)簡(jiǎn)單的比較示例。在這里，使用二極管和同步整流器比較從24V產(chǎn)生5V/2.5A電流的DC-DC轉(zhuǎn)換器的功率損耗。即使輸出5V，優(yōu)勢(shì)也是顯而易見(jiàn)的;整流器的損耗從0.99W減少到0.4W，減半以上。即使使用肖特基二極管，增益仍然很大。輸出電壓越低，改進(jìn)效果越大。結(jié)果是，功耗較低的同步整流器MOSFET現(xiàn)在可以集成到控制IC中，例如MAX17503，具有較低的總轉(zhuǎn)換器溫升，在本例中為30°C。或者，對(duì)于相同的溫升，可以使用較小的解決方案。

雙向傳導(dǎo)

同步整流器MOSFET與二極管的另一個(gè)不同之處在于，它在導(dǎo)通時(shí)可以在兩個(gè)方向上導(dǎo)電。在正常操作下這不是問(wèn)題。但是，請(qǐng)考慮以下情況：負(fù)載需要多個(gè)順序電壓軌，而我們的DC-DC轉(zhuǎn)換器必須在負(fù)載上已經(jīng)有一些電壓時(shí)最后打開(kāi)，可能通過(guò)潛行路徑。DC-DC轉(zhuǎn)換器通常具有軟啟動(dòng)功能，在上電后占空比上升到其工作點(diǎn)。這意味著同步 MOSFET 導(dǎo)通時(shí)的初始短導(dǎo)通脈沖和長(zhǎng)關(guān)斷時(shí)間。預(yù)偏置負(fù)載最初具有比 DC-DC 輸出更高的電壓，因此電流回流到 DC-DC 轉(zhuǎn)換器和 MOSFET，可能會(huì)阻止 DC-DC 控制器正確啟動(dòng)。

這可以通過(guò)在啟動(dòng)階段禁用同步整流來(lái)解決，MOSFET的體二極管形成“續(xù)流”二極管功能。同樣，這很容易集成到控制IC功能中。啟動(dòng)期間的額外耗散微不足道。

輕負(fù)載操作

MOSFET 的雙向?qū)芰?huì)影響輕負(fù)載操作，并且可能是有益的。查看圖2中的電感電流，在較高負(fù)載（上部跡線）下，您會(huì)看到平均直流電流I的熟悉形狀O（平均）以及紋波電流，其峰峰值幅度由電感值和占空比設(shè)定。當(dāng)負(fù)載變?yōu)檩^低值（較低跡線）時(shí)，紋波電流谷值在負(fù)載為紋波電流峰峰值的一半時(shí)為零。隨著負(fù)載的進(jìn)一步降低，通過(guò)二極管整流，電流停止，直到下一個(gè)導(dǎo)通周期開(kāi)始后的某個(gè)點(diǎn)，此時(shí)電流上升到零以上。這是不連續(xù)導(dǎo)通模式 （DCM）。對(duì)于MOSFET同步整流器，電流可以雙向流動(dòng)，因此保持連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）。

圖2.通過(guò)同步整流連續(xù)導(dǎo)通。

DC-DC轉(zhuǎn)換器可以繼續(xù)供電并在DCM中調(diào)節(jié)，但傳遞函數(shù)會(huì)發(fā)生變化。在 CCM 中，針對(duì)帶寬和瞬態(tài)性能進(jìn)行優(yōu)化的環(huán)路在響應(yīng)緩慢的 DCM 中通常不是最佳的。在CCM中，輸出電壓與占空比D的關(guān)系如下：

對(duì)于在DCM中運(yùn)行的降壓轉(zhuǎn)換器，情況要復(fù)雜得多，其中：

在這種情況下，占空比與負(fù)載電流的平方根成比例變化。因此，這為轉(zhuǎn)換器功率級(jí)提供了更復(fù)雜的傳遞函數(shù)。D 現(xiàn)在還取決于實(shí)際電感 L 和開(kāi)關(guān)頻率 f西 南部.從性能的角度來(lái)看，保持同步整流的CCM顯然是一個(gè)更好的選擇。事實(shí)上，現(xiàn)代降壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)故意允許高紋波電流值，因?yàn)榄h(huán)路性能不會(huì)成為問(wèn)題。這使得電感值更小，在成本和大信號(hào)壓擺率方面具有優(yōu)勢(shì)。

當(dāng)輕負(fù)載效率是設(shè)計(jì)限制時(shí)，通過(guò)禁用同步整流器并失去MOSFET中的開(kāi)關(guān)和負(fù)電流傳導(dǎo)損耗來(lái)允許非連續(xù)模式操作可能是一個(gè)不錯(cuò)的選擇。控制IC可以提供此選項(xiàng)和其他選項(xiàng);例如，IC可以在輕負(fù)載時(shí)強(qiáng)制脈沖跳躍模式，其中導(dǎo)通時(shí)間保持恒定。在這種稱為脈沖頻率調(diào)制（PFM）的模式下，通過(guò)在輕負(fù)載時(shí)有效改變開(kāi)關(guān)頻率來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)，以便將足夠的能量傳遞到輸出以保持電壓恒定。開(kāi)關(guān)損耗與頻率成正比，因此在輕負(fù)載時(shí)，開(kāi)關(guān)損耗會(huì)降低，柵極驅(qū)動(dòng)功率會(huì)下降，并且由于兩個(gè)開(kāi)關(guān)都可以長(zhǎng)時(shí)間關(guān)閉，IC內(nèi)部的一些電路可能會(huì)在一段時(shí)間內(nèi)被禁用，從而節(jié)省更多功率。

在圖 3 中，您將看到各種模式下的波形。

圖3.CCM、DCM 和 PFM 操作模式。

帶升壓轉(zhuǎn)換器的同步整流

將同步整流與升壓和降壓-升壓轉(zhuǎn)換器結(jié)合使用并不是那么簡(jiǎn)單。由于整流器沒(méi)有接地端子，因此MOSFET驅(qū)動(dòng)不會(huì)以地為參考。一個(gè)可能更成問(wèn)題的現(xiàn)象是，在DCM中，控制IC不一定知道存儲(chǔ)的能量已經(jīng)全部轉(zhuǎn)移。當(dāng)這種情況發(fā)生在開(kāi)關(guān)周期結(jié)束前的某個(gè)輕負(fù)載上時(shí)，二極管將簡(jiǎn)單地停止導(dǎo)通。另一方面，MOSFET將開(kāi)始反向?qū)āＴ谏龎恨D(zhuǎn)換器中，這會(huì)將輸出連接回輸入，從而耗盡輸出電容并降低輸出電壓。通過(guò)強(qiáng)制使用可變頻率模式的CCM，甚至檢測(cè)流過(guò)MOSFET的反向電流并切斷其驅(qū)動(dòng)，可以避免這種情況的方案。不過(guò)，這個(gè)問(wèn)題并不重要，因?yàn)楦鶕?jù)定義，升壓轉(zhuǎn)換器會(huì)產(chǎn)生更高的電壓，而同步整流的好處則不那么重要。

審核編輯：郭婷