傳統上，線性和非線性RF電路仿真占據了不同領域。為了仿真級聯小信號增益和損耗，RF設備設計人員傳統上一直廣泛使用S參數器件模型。由于缺乏數字形式的數據（如IP3、P1dB和噪聲），而且常用RF仿真器中歷來沒有頻率變化模型結構，所以傳統方式中非線性仿真更具挑戰性。RF電路設計人員通常采用自制的電子表格來計算級聯噪聲和失真。但是，這些電子表格難以模擬系統級特性，例如誤差矢量幅度(EVM)和鄰道泄漏比(ACLR)；當信號鏈由調制信號驅動時，這些特性變得很重要。

本文將探討一些將線性S參數數據與非線性數據（如噪聲系數、IP3、P1dB和PSAT）相結合的RF放大器模型結構。本文還會展示系統級仿真結果，以評估其對實際特性建模的準確程度。

表1.典型Sys參數數據集

ADI公司維護著一個豐富的RF放大器和混頻器sys-參數庫，該庫可供下載，而且也包含在Keysight Genesys和SystemVue安裝程序中。圖1顯示了Keysight Genesys的屏幕截圖。ADI公司的sys-參數庫可通過器件選擇器輕松獲取。每個器件的sys-參數器件模型均包含表1所示的數據，以及模型屬性窗口中包含的額外信息。此額外數據包括電源信息以及P_SAT和OIP2相對于OP1dB的默認偏移。

圖1.Keysight Genesys屏幕截圖，展示了典型的sys-參數模型。

圖2.砷化鎵(GaAs) RF放大器的實測和仿真功率掃描。

圖3.AM到AM和AM到PM失真的仿真和測量。

圖4.HMC1114（3.2 GHz、10 W GaN放大器）的仿真和實測功率掃描。

為了更細致地研究仿真壓縮特性，我們可以看看AM到AM和AM到PM失真。圖3所示的實測和仿真結果是針對 HMC930A的。測得的AM到AM失真與仿真非常接近。但是，仿真結果看不出AM到PM失真，這是不正確的。這是因為器件模型和數據集僅包含小信號相位信息（即S21）。雖然仿真器可以使用器件模型中的OP1dB和P_SAT_Delta數據來估算AM到AM失真，但它沒有任何大信號S參數數據可供使用。在這種情況下，使用更詳細的模型，例如X-參數格式（X-參數模型內置與電平相關的S參數），會很合適。

圖5顯示了0.25 W的驅動放大器 ADL5320在2140 MHz時，由5 MHz寬載波驅動下的功率掃描的仿真結果。仿真載波由11個均勻間隔的子載波組成，ACLR在5 MHz載波偏移下進行測量。

圖5.ACLR仿真。

仿真表明，ACLR在–15 dBm的輸入功率下達到了最優值。在此輸入功率以下，ACLR以1 dB/dB的比率隨輸入功率而降低。曲線的此區域主要由噪聲系數數據決定。當輸入功率提高到–15 dBm以上時，ACLR的衰減速率與器件的IP3密切相關。值得注意的是，此仿真的結果依賴于噪聲系數數據（低功率時）和IP3數據（高功率時）來產生在寬功率范圍內都很準確的ACLR掃描。

該圖還包括實測數據（藍色）。對于–15 dBm的輸入功率水平，它未達到相同的最優水平，這是由于測量設置的限制所致。值得注意的是，隨著輸入功率水平的增加，實測ACLR下降得更快。這是因為器件的OIP3會隨輸入/輸出功率水平而稍有下降（理想情況下，它不應改變）。器件模型數據集中的IP3是單個數據集，不隨功率水平而變化；可以認為它是器件的小信號IP3。這又是一個X-參數模型及其更詳細的電平相關性建?？赡軙a生更準確仿真的例子。

使用此方法時須小心。當執行RF功率掃描，Amplifier2模型被強驅進入壓縮時，仿真性能往往與觀察到的實測性能有很大差異。此外，創建一個使用S-參數數據及噪聲、失真和壓縮數據的Amplifier2模型，適合于具有良好基線輸入和輸出回波損耗（S11和S22）的器件，大多數不需要外部RF匹配器件的ADI RF放大器就是這種情況。通過將標量增益添加到DAC1器件并省略S-參數數據（即省略DAC2），可以創建一個更簡單的Amplifier2模型。

圖6.寬帶增益模塊的仿真和實測EVM功率掃描。

圖7.18 GHz至44 GHz、1 W功率放大器ADPA7007的仿真增益和噪聲系數與溫度的關系。

ADI公司致力于維護和擴充其sys-參數模型庫。隨著新模型添加到庫中，我們將增加對溫度仿真的支持。

圖8.在使用Amplifier2模型的Keysight ADS中使用sys-參數數據。

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