本應用筆記探討了實現無微調、固定頻率、中頻壓控振蕩器（VCO）所需的設計基礎，并指出了保證電路正常工作的挑戰。VCO 是大多數無線系統架構中必不可少的組件。在雙變頻方法中，需要固定頻率的中頻VCO來控制從中頻到基帶和/或基帶到中頻的頻率轉換。

本文由兩部分組成，第1部分探討了實現無微調、固定頻率、中頻壓控振蕩器（VCO）所需的設計基礎，并指出了保證電路正常工作的挑戰。VCO 是大多數無線系統架構中必不可少的組件。在雙變頻方法中，需要固定頻率的中頻VCO來控制從中頻到基帶和/或基帶到中頻的頻率轉換。

雙轉換系統需要兩個振蕩器。通常，第一個（RF VCO）在整個輸入通道頻率范圍內調諧，第二個（IF VCO）以頻率規劃建立的單個頻率工作。RF VCO可用作模塊、IC或分立元件電路，模塊和IC更為常見。對于中頻VCO來說，市場上幾乎沒有小型、高性價比的模塊。可能的原因包括需要許多任意的IF頻率，以及需要大值電感器，這些電感器在生產中無法進行激光調整（調整）。因此，IF VCO通常作為分立電路或IC的一部分實現。

Maxim率先推出了一款新型VCO IC，用于其他板級RF/IFIC缺乏該功能的無線系統。本文的第2部分將介紹該IC，討論其開發，并詳細介紹其實現的簡單且經濟高效的應用。

分立元件VCO提供足夠的自由度，以滿足大多數系統的性能目標（調諧范圍、輸出功率、相位噪聲、電流消耗、成本等）。然而，對于產量更大、成本敏感的現代產品，生產線調整振蕩頻率是不可接受的。因此，RF工程師不得不設計一種在組裝過程中不需要調整的VCO，即無微調VCO。設計不是微不足道的。除了了解VCO設計基本原理外，還需要大量的RF工程工作，以確保設計正確居中，并且振蕩器在元件值、溫度和電源電壓的所有允許變化中調諧到所需頻率。以下討論在解釋無修整中頻VCO設計中的相關問題時，試圖培養對任務重要性的認識。

VCO 拓撲

雖然幾種振蕩器拓撲可用于構建實用的RF VCO，但Colpitts共集電極拓撲已被證明在許多商用VCO模塊和無數分立VCO電路中取得成功（圖1）。這種拓撲結構適用于從IF到RF的寬工作頻率范圍。

圖1.基本的科爾皮茨振蕩器。

靈活、低成本和合理的高性能VCO可以采用由低成本表面貼裝電感器和變容二極管組成的電感電容（LC）諧振電路構成。振蕩器諧振電路是控制振蕩頻率的并聯諧振電路;電感或電容器的任何變化都會改變振蕩頻率。電感和變容二極管可以將可變諧振實現為并聯或串聯模式網絡。

并行模式網絡可用于較低頻率，其中大值變容二極管不切實際，電感值可以做得更大。并行模式配置還允許對振蕩器進行直接分析。在本文的其余部分，無需微調的中頻VCO將使用Colpitts風格的振蕩器，使用并聯模式LC諧振（圖2）。

圖2.在 VCO 中使用 Colpitts 拓撲。

Colpitts振蕩器在幾本教科書中進行了討論，并且已經推導出各種方程來預測振蕩器的行為，特別是Colpitts拓撲。振蕩器通過電路的反饋放大器模型進行推廣。確切振蕩頻率的表達式可以通過在該模型中等同阻抗來得出，但這些表達式很麻煩，并且無法深入了解設計過程。

或者，可以以更簡單但不太準確的方式分析Colpitts振蕩器，從而提供一組更清晰，更有洞察力且對一階振蕩器設計有用的設計方程。首先，可以將Colpitts振蕩器重新繪制為具有正反饋的LC放大器（圖3）。此視圖可用于計算環路增益、振蕩幅度和相位噪聲。為了預測啟動行為和振蕩頻率，還可以將原始電路重新繪制為負阻抗加諧振器結構（圖 4）。來自這兩個視圖的方程被組合為一組用于Colpitts振蕩器的控制方程（Meyer 1998）。

科爾皮茨振蕩器的基本設計公式

忽略寄生元素，此分析的基本方程假設CC> C1和 C2和 C1> C π（Cπ 是基極-發射極電容）。計算振蕩頻率（fO） 如下：

計算諧振電路的品質因數（QT） 如下：

估計振蕩幅度如下：

按如下方式計算環路增益和啟動標準：

計算失調頻率 （f ） 下的科爾皮茨振蕩器相位噪聲 （PN）m） 從承運人處，如下所示：

無微調VCO方法

開發無修剪VCO在概念上相對簡單。如果振蕩器具有足夠的額外調諧范圍來克服產生頻率偏移的所有誤差源（例如，元件容差），則可以消除振蕩器頻率調整。乍一看，它似乎足夠直觀和簡單，只是為了提供大量的振蕩器調諧范圍并調出所有誤差源。然而，對于給定的調諧電壓范圍，有限的可變電容對頻率調諧范圍施加了基本限制，并且VCO的電氣性能要求通常會在達到該限制之前限制調諧范圍。

不幸的是，調諧范圍過大的振蕩器會帶來一些負面影響。非常寬的范圍需要變容二極管與諧振二極管的重電容耦合，這大大降低了諧振二極管電路的Q值。其結果是相位噪聲更大（諧振幅與晶體管噪聲相比減小），對調諧線噪聲的靈敏度更高（直接轉化為頻率調制），變容二極管兩端電壓擺幅過大的可能性，潛在的啟動問題，以及設計環路濾波器的更大挑戰。這些因素導致的結論是，過度的調諧范圍是不可取的。實際上，它不應大于吸收所有錯誤源所需的最小值。

更寬的調諧范圍通過兩個眾所周知的現象導致更大的振蕩器相位噪聲：諧振電路Q值的降低和調諧線上的噪聲。為了實現更寬的調諧范圍，變容二極管必須更多地耦合到諧振電路中。這種耦合降低了C的Q值V（有效可變電容）如公式2所示。C 的較低 Q 值V根據公式6，降低電箱的凈Q值，從而增加相位噪聲。

降低相位噪聲的第二個因素是調諧輸入端的熱噪聲，它會產生FM邊帶噪聲。該噪聲隨著調諧范圍的增加而增加，并且可能超過振蕩器的固有相位噪聲。由熱噪聲引起的相位噪聲由下式給出：

在這兩種情況下，很明顯，相位噪聲會隨著調諧范圍的增加而降低。因此，為了在無微調VCO中保持低相位噪聲，提供足夠的調諧范圍以滿足保證帶寬并適應預期的誤差源至關重要。

隨著變容二極管耦合得更頻繁，變容二極管兩端會出現更多的諧振電路電壓擺幅，必須限制變容二極管的電壓擺幅，以避免變容二極管正向偏置。這限制了諧振電路中的信號功率，從而限制了振蕩器的相位噪聲。最后，如果諧振電路等效串聯電阻（ESR）過高，則可能會出現啟動問題（參見公式）。具有非常寬頻率調諧范圍的VCO可能無法正常啟動，尤其是在極端溫度下。為了提供足夠的調諧范圍，問題是 - 多少？

振蕩頻率中的誤差源

無微調VCO的頻率調諧范圍增加，以適應振蕩頻率中的誤差源。這些誤差源分為兩類：元件值誤差和設計居中誤差。當然，設置振蕩頻率的LC元件并不理想。他們貢獻了以下內容：

零件間差異（公差）

非理想性能（電感引起的頻率響應有限， 引線中的電容和串聯電阻）

電路中的寄生電容和電感引起的誤差 布局

另一方面，設計居中誤差是由于設計過程中VCO調諧范圍的居中不確定性造成的。

元件公差誤差

影響LC振蕩器振蕩頻率的每個電容和電感元件的器件間精度有限，這種容差誤差會導致振蕩頻率誤差。表1列出了振蕩器中頻率設置元件的典型容差。

表 1.振蕩器頻率設置元件公差

設計居中錯誤

設計居中經常被忽視，這是確定振蕩頻率的誤差來源。為了最大限度地利用可用的頻率調諧范圍，調諧限值必須相對于所需的振蕩頻率對稱。由于組件初始值或平均值建模不準確而導致的建立此中心點的任何錯誤都會減小可用于吸收誤差源的調諧范圍。為了保證溫度、電源電壓、元件容差等所有條件下的振蕩頻率，調諧范圍必須足夠寬以容納該誤差。

您可以使用振蕩頻率公式計算總頻率誤差，方法是將每個元素乘以變化比例因子：

計算由于各種誤差引起的凈頻率偏差的最快方法是利用電子表格程序，該程序包含基于電路中的L和C值的振蕩頻率的詳細公式。

頻移和調諧范圍

頻率調諧范圍，通過改變調諧電壓從V獲得調（低）到 V調（高），具有高頻和低頻端點 （f高和 f低） 具有“中心”頻率 （f中心） 定義為 f 之間的中點高和 f低 （圖5）。理想情況下，調諧范圍應定位為 f中心在所需的振蕩頻率下（圖5a）。但是，元件誤差和以設計為中心的誤差可能會改變頻率調諧限制。

如果系統在最壞情況下提供的調諧電壓不足，則無法達到所需的振蕩頻率，從而導致頻率范圍不足（圖 5b）。顯然，必須仔細確定所需的調諧范圍。這是通過計算所有誤差源引起的頻率偏差并驗證f低《 f理學學士。和 f高》 f理學學士。在最壞的情況下（圖5c）。

圖5.調諧范圍和頻移。

設計驗證

一旦電路板布局和元件值選擇完成，設計就需要驗證和測量（甚至比大多數RF電路還要多）。通常，您必須檢查調諧范圍、啟動行為、相位噪聲等是否符合設計目標。此外，必須在具有統計意義的制造運行次數上進行測量，以確定調諧范圍和平均中心頻率，以及其相對于所需振蕩頻率的位置。

所有這些工作對于生產具有所需電氣性能的堅固、可重復的設計都是必要的。由于任務通常需要多次迭代，因此您可以輕松地花費數月時間才能實現可接受且值得生產的離散組件設計。開發無微調中頻VCO需要詳細的電路設計，包括所有誤差源，在電路板上進行驗證，并對生產進行監控，以確保可行的結果。Maxim推出了一款新型IC（將在第2部分介紹），解決了VCO設計問題，同時大幅縮短了實現免微調IFVCO所需的時間。