隔離電源自電子行業誕生以來就一直存在。隨著電源設計的變化，以跟上更高的效率和功率密度要求，隔離反饋對于保持安全至關重要。

隔離式電源不僅可以保護用戶免受潛在致命電壓和電流的影響，還可以提供性能優勢。隔離電源通過中斷接地環路來保持儀器精度，并且它們可以輕松地從負電源總線提供正穩壓，而不會影響該總線的優勢。

隨著技術的進步以及對更高效調節和更高功率密度的需求，隔離反饋變得越來越重要。初級側開關電源取代了次級側開關電源。此外，為了提高整體效率，線性后置穩壓器已經讓位于隔離反饋。開關控制器的更高頻率操作允許磁性元件縮小到等效功率60Hz變壓器尺寸的一小部分。因此，設計人員現在依靠隔離反饋來保持高功率密度下的安全性。

您可以使用三種基本技術之一來隔離電源中的反饋信號。耦合繞組反饋取決于反饋繞組和輸出（次級）繞組之間的緊密耦合，并保持輸入和輸出之間所需的隔離。光隔離器反饋依賴于耦合LED和光電晶體管的線性特性以及它們之間的距離。變壓器耦合反饋需要一個調制器和解調器，通過第二個變壓器傳輸信號。

這些技術假定變壓器提供所需的輸入到輸出隔離。您可以通過將每種類型的隔離反饋應用于變壓器-反激式拓撲來了解這些技術，該拓撲在主開關打開時將能量存儲在電源變壓器中，并在開關關閉時分配能量。

耦合繞組反饋

耦合繞組反饋依賴于次級側和初級側繞組之間的緊密耦合，以保持輸出電壓的準確圖像，同時能量在變壓器繞組之間分配。耦合繞組反饋的主要優點是元件數量少;電源變壓器提供隔離。主要缺點是需要緊密耦合與需要高隔離電壓之間的沖突。另一個缺點是當電流負載較高且不平衡時，交叉調節會下降。

通過觀察變壓器反激式拓撲初級繞組的開關電壓波形，您可以看到隔離耦合繞組反饋的示例（圖 1a）。假設輸入電壓為正，低邊開關。當開關閉合時，其電壓LX變為低電平（圖1b），初級電流I普里普利（圖1c），斜坡上升，將能量存儲在變壓器中。

圖1.在具有正輸入電壓和低邊開關的簡單反激式拓撲 （a） 中，閉合開關會拉動電壓 LX、低電平 （b）。然后初級電流（c）上升，將能量存儲在變壓器中。當次級電流斜坡下降（d）時，變壓器中的電力轉移到輸出端。

當開關斷開時，由于與初級繞組相關的非耦合漏感的影響，LX飛得很高。當這種泄漏中的能量消散時，通常是由于二極管/齊納緩沖器網絡的存在，LX穩定到等于V的水平在加上次級繞組電壓與初級與次級匝數比的乘積N。換句話說，LX = V在+N×V秒此時。該電平是調節V的隔離反饋電壓外.

反饋電壓保持在V在+N×V秒直到存儲在變壓器中的所有能量轉移到輸出端。然后 LX 穩定為 V在.這種布置的主要缺點是反饋電壓的大小。偏移 V在乘以匝數比，幅度在更高的V水平下變得不切實際在.

添加反饋或偏置繞組

反饋或偏置繞組提供了獲得隔離耦合繞組反饋的第二種方法。例如，考慮一個變壓器隔離反激式轉換器，該轉換器從-48V獲得5V電壓（圖2）。偏置繞組產生一個偏置電源，用于為開關控制器供電，提供隔離反饋電壓，并對反饋信號進行電平轉換，以允許使用低側折合控制器和開關。

圖2.僅使用一個變壓器、一個耦合繞組反饋+5至-48V反激式轉換器即可使用偏置繞組WFB來提供隔離反饋電壓，并為開關控制器IC1產生偏置電源。

從偏置繞組獲得反饋比從初級反激式電壓獲取反饋更實用，而且成本只是變壓器上額外繞組的成本。與前面的示例一樣，輸出調節取決于輸出和反饋繞組之間的緊密耦合。這種技術不適用于大功率電路，因為交叉調節限制了負載調節范圍。

集成電路1通過脈沖頻率調制 （PFM） 調節輸出。PFM穩壓器在固定間隔內打開電源開關，并根據需要改變這些“導通”脈沖的頻率，以提供所需的輸出功率。與PWM相比，PFM的優勢在于PFM在輕負載時功耗更低。輕負載頻率較低，因此與開關相關的功率損耗小于同類固定頻率PWM系統。

MOSFET 功率開關，Q2，控制初級繞組的電源，W普里普利.然后，功率通過次級繞組 W 傳輸到輸出秒和肖特基二極管 D3，用于存儲在 C 中3.反饋繞組，WFB和 D2為 IC 供電1，其中 C1商店。然后 IC 調節 V外通過控制 C 兩端的電壓1.

該調節調節脈沖頻率，以在反饋繞組兩端僅產生 12V。所需的匝數比從 W秒到 WFB大約為 5 到 12，這些繞組必須緊密耦合以最小化其漏感。緩沖器網絡 R4/C2耗散漏感中的能量，并通過最小化反激尖峰的幅度來保護開關。

R3在反饋電壓范圍內提供 25mW 預負載，以改善負載調整率和穩定性。R1/ 12， D1和 Q1構成為IC供電的啟動電路1直到反饋電壓達到調節電壓。一旦進入穩壓狀態，反饋電壓通過反向偏置Q的發射極來阻止啟動電路1.圖2中的轉換器在500mA時提供5V ±4%，效率優于80%。負載調整率約為5%，-36V至-70V輸入的線路調整率約為0.5%。

乍一看，光隔離器似乎是提供與輸出電壓隔離但成線性比例的信號的理想選擇。LED發出的光的強度與通過二極管的電流成正比。光通過物理隔離照射到光電晶體管，光電晶體管的電流與接收到的光的強度成比例。

然而，對于模擬信號應用，最初用于數字信號的光隔離器受到其自身特性的限制。光隔離器的傳流比是輸出電流與輸入電流的比值。在理想情況下，該比率是恒定的，但實際上它隨輸入電流、溫度、時間和處理而變化。在 5 到 10 年內，這個比率可能會降低 10 倍。另一個缺點是光隔離器相對較慢。即使是更快的也需要10mA至20mA的輸入電流來保持其速度。在設計實用的光隔離反饋連接時，您需要考慮所有這些因素。

變壓器反激式拓撲說明了光隔離反饋（圖 3）。該電路將12V轉換為隔離式9V，并集成了一個電流模式PFM控制器IC1，該控制器的工作開關頻率為300kHz。集成電路2的并聯穩壓器充當誤差放大器，當 V 增加時吸收電流外將反饋電壓拉到其內部基準電壓以上。光隔離器電流隨該灌電流增加，直到轉換器停止開關，從而允許V外以返回到其名義值。

圖3.在光隔離器反饋反激式設計中，變壓器隔離主輸出-9V，光隔離器隔離反饋信號。

放置誤差放大器、IC2，在光隔離器前面的次級側，降低了該器件對偏置電流和溫度變化影響的敏感性。然而，在某些電路中，該放大器的額外增益會影響環路穩定性，并使環路補償復雜化。

該設計使用高速光隔離器（6N136）來提供寬環路帶寬和快速瞬態響應。光隔離器在16mA電流下的最大傳播延遲為800nsec。此外，集成電路1的高開關頻率使得變壓器的輸出功率相對較小。這些和其他特性使電路能夠滿足其設計的以太網應用。該電路從12V獲得-9V，效率超過80%。對于 5V 至 15V 的電源電壓，該電路可承受一個 200mA 負載并保持 0.1% 的線路調整率。對于0mA至200mA的輸出電流，負載調整率優于0.5%，-55°C至+125°C的溫度調節范圍為0.97%至0.57%。

變壓器耦合反饋

與耦合繞組反饋一樣，變壓器耦合反饋依靠磁場跨越隔離柵傳輸電壓信息。然而，變壓器耦合反饋采用單獨的變壓器、調制器和解調器，以優化反饋路徑。調制器和解調器是必需的，因為變壓器不能傳輸直流電壓或電流。電壓反饋需要最小的功率傳輸，因此您可以提高相對于功率開關頻率的調制頻率，從而減小變壓器的尺寸。性能取決于調制器和變壓器的設計;細節決定成敗。

基本概念是具有隔離的線性比例直流反饋路徑（圖 4）。推挽式變壓器驅動器，IC2，其線路調整率為零，產生與輸入成比例的變壓器隔離電壓。此操作使能IC中開關轉換器的初級側誤差放大器1控制環路，就好像電路沒有隔離一樣。初級變壓器 T1提供前向隔離。

圖4.變壓器耦合反饋使用單獨的變壓器，以便在-48V至5V反激式轉換器中提供最佳反饋。T1 提供正向隔離;T2隔離反饋信號。

隔離式變壓器驅動器，IC2，與表面貼裝變壓器 T 配合使用2，將隔離的 5V 輸出轉換為參考初級側并與 5V 成比例的電壓。二極管橋，D2到 D5和 C1將此變壓器的輸出轉換為直流電。D1/ <>1和 R2補償二極管電橋中的溫度變化。所得電壓的溫度系數為零，略小于隔離式5V反饋電壓的一半。（集成電路2工作在 3V 至 6V 的輸入范圍內。

電路將此隔離反饋插入變壓器-反激式開關轉換器IC1，可將 -48V 轉換為 5V。對于5V輸出，反饋電壓為2.404V。在100kHz時，通過反饋電路的延遲為250nsec，等于9°相移。該頻率遠大于環路帶寬。反饋電路的電源電流約為6mA，包括溫度補償網絡的負載。

為了適應隔離反饋電路，只需減小R的值3在非隔離轉換器上使 R3/R4分壓器電壓與IC內部的1.5V基準電壓相匹配1.請注意，R3需要在生產中調整以補償 T 的匝數比變化2.（對于 1% 初始公差，R3需要修剪，無論反饋技術如何。

隔離式和非隔離式轉換器的性能幾乎相同，但隔離式反饋電路消耗的功率除外。變壓器 T2提供高達 500V 的隔離有效值;額定值達 1500V有效值也可用。該轉換器在 5A 時提供隔離式 5V，效率優于 80%。對于0A至5A的負載電流，負載調整率約為2%，對于-30V至-65V的輸入電壓，線路調整率小于1%。

審核編輯：郭婷