了解兩種解調(diào)方法的比較：同步解調(diào)和整流器型解調(diào)。在這里，我們將討論每種方法的優(yōu)點、缺點和適當(dāng)?shù)膽?yīng)用。

在上一篇文章中，我們討論了

二極管整流解調(diào)器的工作原理和挑戰(zhàn)。在本文中，我們將首先介紹整流器類型解調(diào)器的局限性。然后，我們將看到同步解調(diào)器可以解決其中的一些問題。最后，我們將探討LVDT應(yīng)用中同步解調(diào)的缺點。

整流型解調(diào)器的局限性

雖然精密整流器可以解決簡單二極管整流器的挑戰(zhàn)，但整流器型解調(diào)器通常有幾個缺點。使用整流器型解調(diào)器時，我們需要訪問LVDT次級的中心抽頭，以整流每個次級繞組上的電壓。因此，這種類型的解調(diào)僅適用于5線LVDT（圖1（b））。

圖1.（一） 4 線和 （二） 5 線 LVDT。

還有其他解調(diào)方法不需要訪問中心抽頭，可以通過處理兩個次級之間的電壓差來確定內(nèi)核位置。這些解調(diào)器允許我們使用圖1（a）所示的4線LVDT。

擁有最少數(shù)量的電氣連接真的重要嗎？

在許多應(yīng)用中，調(diào)節(jié)電路距離傳感器很遠(yuǎn)。一個很好的例子是在放射性應(yīng)用的惡劣環(huán)境中進(jìn)行測量，其中調(diào)節(jié)電路應(yīng)放置在安全區(qū)域，甚至距離LVDT數(shù)百米。在這些情況下，通過5線配置長距離傳輸兩個次級電壓可能具有挑戰(zhàn)性。由于調(diào)節(jié)模塊遠(yuǎn)離LVDT，因此必須具有低分布電容的均衡布線。這意味著布線成本的大幅增加。

整流器型解調(diào)器的另一個缺點是噪聲抑制有限?？紤]一個LVDT傳感器，其磁芯位移跟隨250 Hz的正弦波形。圖 2 中的紅色曲線顯示 該LVDT的解調(diào)輸出

使用典型的二極管整流器獲得。

圖2.

在此圖中，綠色曲線顯示了核心位移 x。如您所見，輸出信號看起來像x的放大版本，只是它有一些與某些高頻分量相對應(yīng)的突然變化。

為了擺脫這些不需要的高頻成分，我們可以使用截止頻率略高于系統(tǒng)機(jī)械帶寬（250 Hz）的低通濾波器。 因此，即使使用理想的低通濾波器，高達(dá)250
Hz的所有頻率分量也將通過濾波器而不會衰減。 因此，耦合到傳感器輸出的任何低于250 Hz的噪聲分量也將出現(xiàn)在解調(diào)器輸出端。

噪聲性能差是整流型解調(diào)器的一大缺點。 對于長電纜，這種限制變得更加明顯。 噪聲性能以及5線配置要求使該電路不適合長電纜敷設(shè)到偏遠(yuǎn)位置。 下面討論的同步解調(diào)可以解決這兩個問題。

同步解調(diào)

考慮圖3所示的LVDT。 假設(shè)我們有 VEXC=Apcos（2π×fp×t）VEXC=Apcos（2π×fp×t）。

圖3. LVDT 示例

差分輸出（VoutVout）是調(diào)幅信號，可以表示為：

Vout=As×x×cos（2π×fp×t+φ）Vout=As×x×cos（2π×fp×t+φ）

等式 1.

其中 x 是核心位移，AsAs 是給出給定 x 的總輸出幅度的比例因子。 相位項 ?? 是由初級和次級電壓之間的 LVDT
引起的相位差。 理想情況下，這種相移應(yīng)該非常小，尤其是在制造商給出的特定頻率附近。 但是，我們通常需要考慮這種相移。

同步解調(diào)技術(shù)將LVDT差分輸出乘以激勵信號（或一般與激勵信號同步的信號）。 這給出了：

Vdemod=Vout×VEXC=As×x×cos（2π×fp×t+φ）×Apcos（2π×fp×t）Vdemod=Vout×VEXC=As×x×cos（2π×fp×t+φ）×Apcos（2π×fp×t）

等式2.

簡化為：

Vdemod=12×As×x×Ap[cos（φ）+cos（2π×2fp×t+φ）]Vdemod=12×As×x×Ap[cos（φ）+cos（2π×2fp×t+φ）]

括號內(nèi)的第一個項是直流，但是，第二項的激勵頻率是兩倍。 因此，窄低通濾波器可以去除第二項，我們有：

Vfiltered=12×As×x×Apcos（φ）Vfiltered=12×As×x×Apcos（φ）

等式 3.

這為我們提供了與磁芯位移x成比例的直流電壓。

通過乘以方波實現(xiàn)同步解調(diào)

我們可以使用模擬乘法器將LVDT輸出乘以激勵正弦波（公式2）; 然而，模擬乘法器價格昂貴，并且具有線性度限制。 我們可以將信號乘以與激勵輸入同步的方波，而不是乘以正弦波。

您可能想知道如何使用方波代替正弦波？ 在±1之間切換的方波可以表示為方波頻率奇次諧波處的正弦波的無限和。 因此，頻率 fpfp 的方波可以表示為：

vsquarewave（t）=∞∑n=1，3，54nπsin（2π×nfp×t）vsquarewave（t）=∑n=1，3，5∞4nπsin（2π×nfp×t）

當(dāng)LVDT輸出（fpfp處的正弦）乘以方波時，方波的基本分量（4πsin（2π×fp×t））（4πsin（2π×fp×t））產(chǎn)生直流分量和2fp2fp處的高頻分量。 如上一節(jié)所述，高頻分量將由低通濾波器抑制，所需的直流分量將出現(xiàn)在輸出端。

乘以方波的高次諧波將產(chǎn)生
fpfp偶數(shù)倍的高頻分量。 因此，直流分量是唯一出現(xiàn)在濾波器輸出端的分量，就像將信號乘以正弦一樣。 乘以方波的主要優(yōu)點是可以顯著簡化解調(diào)器的電路實現(xiàn)。

同步解調(diào)器的電路實現(xiàn)

基于方波的同步解調(diào)器如圖4所示。

圖4. 一種基于方波的同步解調(diào)器

在這種情況下，LVDT輸出的放大版本乘以方波而不是激勵正弦波。 方波與激勵輸入同步，通過“過零檢測器”獲得，如上框圖所示。

為了執(zhí)行方波乘法，信號鏈的增益在±Aamp±Aamp（AampAamp是放大器增益）之間周期性地變化。 請注意，較低的路徑包含-1的增益。 這是通過使用方波驅(qū)動開關(guān)SW來實現(xiàn)的，該開關(guān)SW改變了上部和下部路徑之間的信號路徑。 這實際上相當(dāng)于將放大器輸出乘以方波。

最后，使用低通濾波器來保持輸出的直流項并抑制高頻分量。

LVDT同步解調(diào)器的優(yōu)點

同步解調(diào)的主要優(yōu)點是其噪聲性能。 如上所述，同步解調(diào)頻率將LVDT輸出轉(zhuǎn)換為DC，并使用低通濾波器來保持該DC分量。 低通濾波器將抑制其通帶之外的所有噪聲分量。

由于我們所需的信號在直流電，因此我們可以使用窄低通濾波器。 這將限制系統(tǒng)帶寬，并允許解調(diào)器顯著抑制耦合到LVDT輸出的大部分噪聲。 此外，通過同步解調(diào)，我們可以使用4線LVDT。

LVDT同步解調(diào)器的缺點

雖然與整流型解調(diào)器相比，同步解調(diào)可以提供更高的抗擾度，但其輸出取決于激勵電壓的幅度（公式3中的ApAp）。 因此，對于同步解調(diào)，激勵輸入的幅度穩(wěn)定性至關(guān)重要。

另一個問題是解調(diào)器輸出取決于LVDT傳遞函數(shù)的相移（公式3中的cos（?）cos（?））。 理想情況下，這種相移應(yīng)該非常小; 但是，它不是恒定的，可以隨工作點而變化。 實用的解調(diào)器電路通常采用
相位補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò) 調(diào)整產(chǎn)生的方波的相位。 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)會增加解調(diào)器的復(fù)雜性。

然而，與整流器型解調(diào)器相比，這種增加的復(fù)雜性使得該電路適用于相對較長的電纜。 這是因為相移項??可用于考慮接線引起的延遲。 因此，相位補(bǔ)償電路也可用于補(bǔ)償電纜延遲，并使電路適用于較長的電線。

其他解調(diào)技術(shù)

同步解調(diào)提供更高的抗噪性，只需要四個電氣連接; 然而，它有其自身的局限性，例如依賴于激勵輸入的幅度以及相移問題。 為了解決這些問題，還有其他幾種解調(diào)技術(shù)。 這些技術(shù)通常采用比率測量概念和基于DSP的方法來規(guī)避同步解調(diào)器的限制。