高帶寬通信系統中的高數據吞吐量要求使得本振的相位純度對于可靠性能至關重要。在此類系統中節省空間和成本的一種方法是使用結合PLL和VCO而不犧牲信號質量的IC。LTC6946 通過集成一個世界級的頻率合成器、一個低相位噪聲 VCO 和一流的性能來實現這一點，從而使設計人員能夠滿足嚴格的 RF 系統性能目標。

LTC6946 節省了時間和空間

在RF接收器或發射器系統中，本振（LO）在實現所需的系統規格方面起著關鍵作用。此類系統的主要目標是最大限度地提高接收或發送信號的信噪比（SNR），同時限制電路板空間、功耗和成本。

有幾個因素限制了RF系統中的SNR，包括接收或發射鏈的線性度和噪聲系數，以及LO的相位噪聲和雜散。

在RF鏈中選擇合適的元件可將線性度和噪聲系數下降限制在可接受的水平。同樣，必須做出謹慎的設計決策，以獲得所需的相位噪聲和LO雜散電平。

高性能系統需要具有高頻譜純度的LO源，因此需要使用帶有外部高端VCO的低帶內相位噪聲合成器。這樣的解決方案需要大量的電路板空間，涉及復雜的設計過程，并且相對昂貴。

相比之下，LTC6946 將這些組件集成到單個 4mm × 5mm 封裝中，從而滿足了高性能系統的要求。具體而言，它將業界領先的超低相位噪聲和雜散整數N分頻頻率合成器與低相位噪聲和寬帶VCO相結合。與外部 VCO 系統相比，總體成本較低，并且將 LTC6946 集成到 RF 系統中非常簡單，如本文后面所示。

LTC6946 內部有什么？

圖 1 示出了簡化的 LTC6946 框圖，以及外部基準時鐘 （例如 OCXO） 和環路濾波器組件。

圖1.具有外部基準時鐘和環路濾波器的簡化LTC6946框圖。

簡而言之，圖1中的相位/頻率檢測器（PFD）比較了參考時鐘的相位和頻率，f裁判，除以 R 后產生 f聚苯乙烯，到 VCO 的整數除法 N 之后的那些。然后，PFD控制電荷泵的電流源，以確保VCO以這樣的速率運行：當VCO被N分頻時，其頻率等于f聚苯乙烯其相位與參考時鐘同步。這描述了一種負反饋機制，外部環路濾波器組件穩定環路并設置控制帶寬。O分壓器通過分頻VCO輸出來增加輸出頻率范圍，以創建比VCO更多的頻段。下式將輸出頻率與f相關聯裁判.

LTC6946 版本

LTC6946有三種不同的頻率范圍版本，如表1所示。所有版本均提供卓越的帶內相位噪聲，并具有業界領先的 1/f 性能。集成VCO可實現低相位性能，無需外部元件。

低相位噪聲的重要性

LO相位噪聲對系統的影響可以用一個簡單的下變頻接收器來說明。考慮頻率f的完美音調射頻由理想混頻器下變頻，在f瞧如圖2所示。LO源具有實際的相位噪聲曲線，由周圍的裙邊所示。在中頻（f如果），下變頻理想音調被LO源的相位噪聲破壞。

圖2.使用現實生活中的LO下變頻理想音的理想混音器。

混頻器RF端口的理想音調具有無限的SNR，或者受匹配系統限制的非常大的SNR?；祛l器是理想的，不會降低接收信號的質量。然而，由于LO的相位噪聲，混頻器的IF輸出與接收信號相比具有低得多的SNR。本例提供了一種簡單的方法來描述低相位噪聲在保持信號質量方面的重要性。

相位噪聲對數字調制信號的影響

復雜的數字調制方案在無線通信中有效利用有限的信道帶寬，但往往會給這些系統中用于產生LO的相位噪聲要求帶來壓力。為了進一步闡明相位噪聲對這種方法的影響，假設圖2中混頻器的RF端口接收64正交調幅（64-QAM）信號。圖3顯示了IF信號星座圖，這是符號采樣時刻解調信號的二維散射圖，假設混頻器和LO源都是理想的。

圖3.64-QAM 信號的理想星座。

由于每個點都是不同的，并且正好以決策邊界為中心，因此適當的解調方案將以零錯誤破譯接收到的消息。

回到圖2所示的系統，假設LO的相位噪聲是系統中唯一的非理想元件，則IF信號的星座變為圖4所示。

圖4.被相位噪聲破壞的64-QAM星座。

采樣符號的著陸位置受LO相位噪聲的影響。因此，解調器不容易理解這些符號。因此，相位噪聲本身就能夠使解調器的工作變得棘手，導致解釋性消息出現錯誤。

為了正確看待這一點，將相位噪聲與白噪聲對解調器正確推斷消息的能力的影響進行比較。假設圖2中的系統和信號都是理想的，只是混頻器的噪聲系數不為零，因此它會向接收信號添加白噪聲。本例中IF信號的星座如圖5所示。

圖5.被白噪聲破壞的64-QAM星座。

同樣，符號偏離其理想位置，導致接收信號出錯。白噪聲對系統的最終后果與相位噪聲非常相似。

在實際情況下，混頻器RF端口的接收信號具有有限的SNR，這對于IF端口的無差錯解調已經不足。真正的混音器由于其自身的損傷而使情況惡化。如果不仔細設計，LO的相位噪聲會進一步損害SNR。因此，相位噪聲必須保持在系統中可接受的SNR衰減水平或以下。

相位噪聲對相鄰通道的影響

要求低相位噪聲的另一個原因是避免或減少相互混頻的影響。在具有特定頻段中多個信道的通信系統中，兩個相鄰信道之間的信號強度變化很大是很常見的。如果要對位于更強的相鄰通道旁邊的微弱信號進行適當的下變頻和解調，則與混頻器一起使用的LO必須具有低相位噪聲。它必須足夠低，以防止較大信號的頻譜泄漏嚴重降低所需通道的SNR。

假設在圖2中，混頻器的RF端口接收到兩個理想音，LO具有如圖所示的相位噪聲曲線。圖6描述了新系統，并說明了倒易混合。

圖6.LO相位噪聲引起的相互混頻。

如IF所示，LO的相位噪聲使較強的相鄰通道“泄漏”到較弱的理想通道中，并嚴重限制了其SNR。無論混頻器用于下變頻還是上變頻輸入信號，相同的概念都適用。

相位噪聲剖析和LTC6946性能

那么，LTC6946 如何與頻率合成器性能指標相提并論呢？為了說明這一點，給定LO的相位噪聲曲線被細分為四個近似區域，如圖7所示的LO邊帶之一。假設該LO源由PLL集成電路產生，該IC將高頻VCO鎖定到較低頻率的參考時鐘。本文討論了LTC6946在每個不同區域的性能。

圖7.單邊帶相位噪聲剖析。

特寫

理想情況下，近載波相位噪聲主要由參考時鐘的相位噪聲曲線決定。然而，PLLIC的閃爍（或1/f）噪聲通常會加劇這里的噪聲。該區域通常從LO擴展到100s或1000s的Hz。近載波相位噪聲會降低復雜通信方案的性能，尤其是在突發持續時間較長的情況下。

LTC6946 具有業界領先的 ?274dBc/Hz 歸一化帶內 1/f 噪聲規格，相當于一個 100MHz 參考時鐘在失調為 100Hz 時的 ?134dBc/Hz 相位噪聲電平。這個數字挑戰了市場上最好的100MHz晶體振蕩器。因此，與其他 PLL IC 不同，LTC6946 通常不會降低基準主導的近載波相位噪聲。

帶內

帶內相位噪聲通常由PLL IC和環路濾波器中的任何噪聲元件決定。如果選擇不當，參考時鐘也可能會增加該區域的噪聲。帶內相位噪聲區域通常延伸到PLL的環路帶寬附近。根據多個因素，例如通道帶寬和其他區域的相位噪聲水平，帶內相位噪聲通常是相位噪聲導致信號SNR下降的最重要因素。

LTC6946 擁有一個令人印象深刻的 ?226dBc/Hz 歸一化帶內相位本底噪聲，可將“平臺”區域保持在盡可能低的水平。該數字允許 LTC6946 用于要求最苛刻的應用。

VCO

VCO相位噪聲，顧名思義，主要由VCO貢獻。根據PLL環路帶寬和通道寬度，VCO相位噪聲可能是相位噪聲導致信號SNR下降的重要因素。而且，根據通道間距，VCO相位噪聲可能會產生相互混頻。

與獨立寬帶 VCO 相比，集成到 LTC6946 中的 VCO 具有極具競爭力的相位噪聲，從而確保了出色的整體性能。

寬帶

寬帶相位噪聲主要由VCO輸出端的緩沖器主導。與VCO噪聲一樣，由于相互混頻，寬帶相位噪聲會影響相鄰通道。即使是很遠的通道也會由于遠距離的強通道（通常稱為阻塞器）而增加其本底噪聲。

LTC6946 具有卓越的 ?157dBc/Hz 寬帶相位本底噪聲，其性能與獨立寬帶 VCO 的性能相匹配，從而最大限度地降低了阻塞效應。

低雜散的重要性

整數 N 分頻 PLL 在其 PFD 更新速率 （f ） 下在 LO 偏移周圍產生雜散聚苯乙烯）并以該速率的諧波。這些通常稱為參考雜散。

考慮多通道無線通信系統的典型場景，該系統在所需通道附近傳輸較強但較弱的通道，如圖8所示。僅顯示一個LO參考雜散。

圖8.參考雜散引起的相鄰信道干擾。

在整數 N 個 PLL 中，f聚苯乙烯通常選擇等于通道間距，這意味著基準雜散位于與LO的通道間距處。這些雜散將所有相鄰和附近的通道轉換為IF的中心，而LO將所需通道轉換為相同的精確頻率。

這些不需要的通道與目標通道中的信號無關，表現為目標信號的本底噪聲升高，并限制了其SNR。因此，重要的是要避免參考雜散。

LTC6946 設計示例

為了理解LTC6946設計過程的簡單性，這里顯示了用于無線接入的寬帶點對點無線電LO的完整設計示例。該設計假定以下頻率規劃。

LO 頻段：4700MHz 至 5700MHz

頻率步長（通道間間隔）：5MHz

參考時鐘頻率：100MHz

基于表 1 中的頻率范圍，LTC6946-3 適合于覆蓋所請求的頻帶。所有進一步的設計選擇都可以使用PLLWizard進行?www.analog.com/en/design-center/design-tools-and-calculators 的免費PLL設計和仿真工具。

在PLLWizard中輸入給定的頻率信息，并選擇PLLWizard工具建議的近似噪聲優化環路帶寬，即可生成修改DC1705A-C演示板所需的環路濾波器值。由于LTC6946 VCO增益占頻率的百分比幾乎恒定，因此設計在頻帶內任何頻率下的環路濾波器適用于所有其他頻率。圖9顯示了用于完成此設計的PLLWizard的快照。

圖9.用于設計4700MHz至5700MHz帶寬LO且通道間隔為5MHz的PLLWizard軟件工具快照。

DC1705A-C使用上述環路濾波器組件進行了更新，其原理圖如圖10所示。

圖 10.4700MHz至5700MHz LO頻率合成器電路原理圖。

圖11驗證了實現的相位噪聲是否與PLLWizard預測的相位噪聲相匹配。100Hz至40MHz的雙邊帶集成噪聲可實現接近40dB的SNR，足以滿足最苛刻的應用要求。

圖 11.相位噪聲為5500MHz。

圖12顯示了5500MHz時的雜散性能。最高的基準雜散約為?97dBc，在如此高的LO頻率下是驚人的，并且不太可能造成任何明顯的相鄰信道干擾。

圖 12.頻譜在5500MHz。

按照上面總結的快速直接的步驟操作后，該電路就可以部署在現實生活中的點對點無線電應用中。

結論

LTC6946 通過將一個整數 N 分頻頻率合成器與一個 VCO 集成在一起而不犧牲性能來簡化頻率合成。它非常適合許多要求苛刻的應用，其中低相位噪聲至關重要。最重要的是，當與 PLLWizard 工具結合使用時，使用 LTC6946 進行設計輕而易舉。

審核編輯：郭婷