工業(yè)和醫(yī)療 系統(tǒng)通常具有 完全是的功能 與電源隔離 電源 — 需要控制 必須交叉的信號 隔離屏障，通常 通過小型變壓器。 一個具有成本效益的來源 的控制信號是 嵌入式 I/O 引腳 控制器。振蕩器 和計數器已經 包含在控制器可以 用于數字化生產 可編程PWM信號， 可以提供變量 占空比方波， 或者，如果用簡單的平均值 RC低通濾波器，線性 可變模擬電壓。

例如，如果 I/O 引腳輸出 嵌入式控制器產生 變化占空比PWM信號 在 V 之間切換抄送和地面， I/O 的平均輸出電壓 引腳只是 V抄送? （占空比）。

使用PWM輸出的問題 嵌入式控制器以產生控制 隔離系統(tǒng)中的信號是 這些信號的頻率通常太低 用于處理小型信號變壓器。

圖 1 顯示了一個簡單的策略，該策略 允許低頻 PWM 信號 通過小型信號變壓器穿過隔離柵正確通過。在 此解決方案，低頻PWM信號 轉換為更高的頻率 同時保留占空比控制 信息。具體而言，1kHz PWM信號 偏移至 250kHz，耦合在 隔離柵，然后移回 到原來的 1kHz（或簡單地轉換 直流電壓控制信號）。變化 在源極PWM信號占空比中為 幾乎立即在隔離的復制 邊。隔離控制信號的精度 在源占空比的 1% 以內。

圖1.通過小型信號隔離變壓器傳輸控制信息需要比大多數嵌入式控制器產生的更高頻率的PWM信號。在隔離側，產生的信號可以轉換為直流控制電壓或轉換為原始PWM信號的復制品。

上移 脈寬調制控制頻率

圖2所示電路 一個 1kHz PWM 信號到 250kHz 信號 具有完全相同的占空比。 這個250kHz信號可以輕松耦合 跨越隔離變壓器。

圖2.非隔離控制側。TimerBlox PWM 電路產生 250kHz 信號，占空比與原始低頻 PWM 信號相同。可選的預測器電路通過預測控制PWM占空比的階躍變化來改善階躍響應（參見下面的“電路增強功能”）。?

LTC?6992-2 是一款電壓控制型 脈寬調制發(fā)電機。電壓范圍從 0V 至 1V 在 MOD 輸入引腳上線性分布 改變輸出時鐘的占空比 從5%到95%。選擇此設備 因為它保持其輸出時鐘 在任何時候。占空比從不 達到 0% 或 100% 占空比，因為 直流信號無法通過 變壓器。輸出頻率 范圍可達 1MHz，并且很容易 使用電阻器編程。電阻器 R設置修復內部主振蕩器 DIV 引腳上的頻率和電壓 設置內部分頻器比率。

放大器 U1B （LTC6256 低功率雙通道軌至軌運放的一半）是一個 積分器用于在 MOD 引腳強制 250kHz 信號占空比 周期以匹配 1kHz 輸入信號占空比 周期。簡單的RC低通濾波器轉換 兩個PWM時鐘均達到其平均直流電壓。 為了最小化占空比抖動， 這些過濾器的時間常數應為 比時鐘周期長得多。這 1kHz PWM 信號通過 500ms 濾波 時常網絡同時250kHz 濾波器為 10 毫秒。積分器輸出 電壓停止在 MOD 引腳電壓處 需要強制平均電壓， 因此，兩者的占空比 PWM信號完全相同。

為了精確控制占空比，幅度 兩個方波必須是 同樣，所以電源電壓為 LTC6992-2 與用于 控制器生成輸入 PWM 信號。 LTC6992-2 具有 20mA 的輸出電流 驅動并可直接驅動主 隔離變壓器的繞組。

500ms時間常數網絡開啟 控制源PWM信號使 占空比變化以緩慢的速度發(fā)生。 放大器U1A是可選的電路功能 可以加快響應時間 占空比電路變化系數 的 10.此函數在 下面的“電路增強”部分。

隔離側控制信號

在變壓器的隔離側是 一個 LT1719 比較器。此比較器 轉換次級信號 變壓器的平方頻率為250kHz 浪。這個方波可以被過濾掉 只需使用運算放大器進行緩沖 提供隔離的直流控制電壓 成比例地移動到 原始PWM信號的占空比。

如果重建的1kHz復制品 隔離電源上需要輸入PWM信號 側，只需再添加 LTC6992-2 PWM 電路，由電阻編程 輸出 1kHz PWM 信號。集成商 可以在這里以同樣的方式使用 與非隔離側一樣，伺服 輸出占空比與250kHz比較器輸出平方相匹配 浪。再次平均電壓， 因此，兩者的占空比 方波被迫相同。

電路增強

提高占空比精度

一個重要的要求 兩個占空比的精確匹配 是PWM信號的幅度 一模一樣。輕載 CMOS輸出幾乎一直擺動 在接地和電源軌之間。

用于更精確地匹配振幅 在兩個PWM信號中，一些 價格低廉的CMOS邏輯緩沖器，B1和 圖 2 中的 B2 以及圖 3 中的 B3 和 B4 在隔離側，可用于每個 方波信號強制幅度 要相同。兩個類似的緩沖器供電 從相同的電源與相同的 電流負載將產生匹配 輸出電平。任何電源電壓變化 移動兩者中的每一個比較 表示商品的相同數量 測量供應變化不敏感性。

圖3.孤立的一面。只需在隔離側緩沖250kHz PWM信號的濾波平均值即可提供直流控制信號。第二個TimerBlox電路可用于重建原始1kHz PWM信號，其占空比與控制源信號相同。

圖4顯示了占空比差 在源端PWM和復制隔離側PWM之間 - 結果 顯示時有和不帶 幅度匹配邏輯緩沖器。

圖4.使用簡單的CMOS緩沖器匹配所有PWM信號的幅度可以將占空比誤差降低到1%以下。

預測器放大器預測和 加快對最終值的響應

該電路的可能缺點 是長時間常數和結果 對任何更改的響應時間較慢 在 1kHz 控制的占空比中 源 PWM 信號。放大電路 圖5所示允許250kHz PWM 信號幾乎立即響應 1kHz 控制的任何變化 PWM盡管濾波器響應時間較慢。

圖5.預期器放大器電路將階躍響應速度提高了10倍。

電路操作依賴于了解 指數的精確時間常數 響應輸入信號，T1，設置為 R1 和 C1 為 500 毫秒。任何步驟更改 PWM 輸入信號的占空比產生 放大器正輸入端的電壓 從初始電壓變化， V我，至最終電壓 Vf，以指數為單位 時尚按照熟悉的等式：

時域階躍響應在 該電路的輸出可以通過以下方式找到 以下一系列等式：

從數學中回想一下：

如果 t2（R2C2） 完全相等 到 T1（R1C1）然后：

當輸入開始在 指數速率，電路外推 最終值并立即跳到那里。

這種前瞻響應推動了 圖2中的占空比伺服積分器 至 快速更換 250kHz PWM 發(fā)生器 到其最終值，無需等待 500ms時間常數濾波器到達那里。

該級的閉環(huán)增益 隨頻率直接增加，并且 天生不穩(wěn)定。頻率響應 整形如圖 2 所示 通過 R3 和 C3。低頻步進 響應仍由R2和C2主導。

圖 6 顯示了對 控制信號占空比的階躍變化 從 10% 到 90%。預期產出 在大約 200ms 內到達最終電壓， 比兩到三快十倍 秒，使輸入信號完全建立。

圖6.預期器輸出幾乎立即移動到緩慢變化的指數輸入信號的最終值。輸入變化是10%至90%占空比步長。

結論

在 低頻隔離柵 可實現PWM控制源 通過上移PWM頻率。這 LTC6992-2 PWM 定時器功能 輕松處理頻率縮放 簡單的電阻可編程性。操作 AMP 集成商確保職責 循環(huán)控制信息準確 在孤立的一面復制。

審核編輯：郭婷