隨著更高頻率中頻采樣的推進(jìn)，A/D轉(zhuǎn)換器的模擬輸入和整體前端設(shè)計(jì)已成為接收器設(shè)計(jì)的關(guān)鍵要素。許多應(yīng)用正在遷移到超奈奎斯特采樣，以消除系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的混雜階段。放大器在這些高頻下會(huì)帶來(lái)問(wèn)題，因?yàn)楦咝阅懿⒉幌裢ǔＪ褂玫哪慰固貞?yīng)用那樣容易實(shí)現(xiàn)。此外，無(wú)論使用何種輸入頻率，放大器的固有噪聲都會(huì)降低ADC的信噪比（SNR）。變壓器為設(shè)計(jì)人員提供了一種相對(duì)簡(jiǎn)單的解決方案，既解決了噪聲問(wèn)題，又為高頻輸入提供了良好的耦合機(jī)制。

變壓器

讓我們看一下變壓器的基本構(gòu)成，并總結(jié)它為用戶提供的功能。首先，變壓器本質(zhì)上是交流耦合的，因?yàn)樗?a href="http://www.1cnz.cn/v/tag/2364/" target="_blank">電氣隔離的，不會(huì)通過(guò)直流電平。它為設(shè)計(jì)人員提供了基本無(wú)噪聲增益，這取決于設(shè)計(jì)人員選擇的匝數(shù)比。變壓器還提供了一種從單端電路轉(zhuǎn)換為差分電路的快速簡(jiǎn)便方法。最后，中心抽頭變壓器提供了任意設(shè)置共模電平的自由。這種優(yōu)點(diǎn)的組合減少了前端設(shè)計(jì)中的組件數(shù)量，在這種情況下，將復(fù)雜性保持在最低水平至關(guān)重要。

但是，使用中心抽頭變壓器時(shí)應(yīng)小心。如果轉(zhuǎn)換器電路在差分模擬輸入之間出現(xiàn)較大的不平衡，則大量電流可能會(huì)流過(guò)變壓器的中心抽頭，可能會(huì)使磁芯飽和。例如，如果 V裁判用于驅(qū)動(dòng)變壓器的中心抽頭，滿量程模擬信號(hào)過(guò)驅(qū)動(dòng)ADC的輸入，打開保護(hù)二極管。

變壓器雖然外觀簡(jiǎn)單，但不應(yīng)掉以輕心。有很多東西需要了解和學(xué)習(xí)。讓我們看一個(gè)簡(jiǎn)單的變壓器模型，看看什么是“引擎蓋下”。幾個(gè)簡(jiǎn)單的公式將理想變壓器端子上的電流和電壓聯(lián)系起來(lái)，如圖1所示。當(dāng)變壓器升壓時(shí)，其阻抗負(fù)載將反射回輸入端。匝數(shù)比 a = N 1/N2 定義了一次電壓與次級(jí)電壓的比率;電流成反比（a = I 2/I1），從次級(jí)反射的初級(jí)阻抗之比為匝數(shù)比的平方（Z1/Z2 = a 2).變壓器的信號(hào)增益簡(jiǎn)單地表示為20 log （V2/V1） = 20 log √（Z2/Z1），因此電壓增益為3 dB的變壓器的阻抗比為1：2。這使得設(shè)計(jì)的第一步變得簡(jiǎn)單。

圖 1a.變壓器輸入和輸出變量。

圖 1b.典型的變壓器型號(hào)。

圖1b顯示了變壓器與理想相對(duì)應(yīng)的許多固有和寄生偏差。它們中的每一個(gè)在建立變壓器的頻率響應(yīng)方面都有作用。它們可以幫助或阻礙性能，具體取決于前端實(shí)現(xiàn)。圖1b提供了一種對(duì)變壓器進(jìn)行建模以獲得一階期望的好方法。一些制造商在其網(wǎng)站上或通過(guò)支持小組提供建模信息。任何計(jì)劃使用硬件進(jìn)行模型分析的人都需要一個(gè)網(wǎng)絡(luò)分析儀和少量樣本來(lái)正確進(jìn)行所有測(cè)量。

真正的變壓器有損耗和有限的帶寬。正如寄生效應(yīng)配置所暗示的那樣，可以將變壓器視為寬帶帶通濾波器，其定義點(diǎn)為–3 dB。大多數(shù)制造商會(huì)根據(jù) 1、2 和 3 dB 帶寬來(lái)指定變壓器頻率響應(yīng)。幅度響應(yīng)伴隨著相位特性。通常，一個(gè)好的變壓器在其頻率通帶上會(huì)有1%到2%的相位不平衡。

現(xiàn)在我們來(lái)看一些涉及ADC變壓器耦合前端的設(shè)計(jì)示例。由于變壓器主要用于隔離和中心抽頭，因此這些示例將通過(guò)使用單位匝數(shù)比進(jìn)行簡(jiǎn)化以供討論。

例子

在圖2所示的第一個(gè)示例中，使用14位、80 Msps ADC的AD6645，差分輸入阻抗為1 kohm。33 歐姆串聯(lián)電阻器可隔離 ADC 輸入電路中的瞬態(tài)電流。選擇 501 歐姆終端電阻以在初級(jí)端實(shí)現(xiàn) 50 歐姆輸入，以匹配 50 歐姆模擬輸入源。因此

(1)

變壓器次級(jí)中的電阻組合有效地與 58 歐姆電阻并聯(lián)。終端電阻的選擇取決于所需的輸入阻抗。為簡(jiǎn)單起見，假設(shè)本節(jié)中的所有示例都需要與 50 歐姆源匹配。

圖2.一種 1：1 變壓器，將 50 歐姆輸入源與具有已知輸入阻抗的 ADC 耦合。

這是一個(gè)簡(jiǎn)單的例子，因?yàn)槲覀兗僭O(shè)輸入頻率在基帶或第一奈奎斯特區(qū)。但是，如果要求前端設(shè)計(jì)來(lái)處理100 MHz模擬輸入，則情況會(huì)大不相同。變壓器中會(huì)發(fā)生什么？在施加如此高的IF頻率時(shí)，寄生電容耦合（圖1b中的C2–C5）的任何差異都會(huì)使變壓器的次級(jí)輸出不平衡。由此產(chǎn)生的不對(duì)稱性會(huì)在轉(zhuǎn)換器的模擬輸入端產(chǎn)生偶數(shù)階失真，從而導(dǎo)致數(shù)字信號(hào)中的二階諧波失真。

為了說(shuō)明這一點(diǎn)，圖3顯示了向初級(jí)端施加2 V p-p正弦輸入時(shí)次級(jí)電壓（圖3a為100 MHz，圖3b為200 MHz）。每個(gè)次級(jí)輸出預(yù)計(jì)會(huì)產(chǎn)生1 V p-p正弦波。但在100 MHz時(shí)，它們的幅度偏差為10.5 mV p-p，相位不平衡為0.5°。在200 MHz時(shí)，幅度差為38 mV p-p，即1.9%。

圖 3a. 100MHz 輸入。模擬變壓器的次級(jí)輸出：

AIN+（綠色）= 1.364 V p-p，AIN–（紅色）= 1.354 V p-p，差值 = 10.45 mV p-p。

圖 3b. 200MHz 輸入。模擬變壓器的次級(jí)輸出：

AIN+（綠色）= 1.385 V p-p，AIN–（紅色）= 1.347 V p-p，差值 = 37.72 mV p-p。

改善這種情況的一種方法是與第一個(gè)變壓器級(jí)聯(lián)應(yīng)用第二個(gè)變壓器，以提供額外的隔離并減少不平衡的容性饋通（圖 4）。

圖4.級(jí)聯(lián)變壓器。

使用這種方案，施加到轉(zhuǎn)換器的差分電壓不太可能相互偏離，特別是在最重要的高頻下。圖5說(shuō)明了這一點(diǎn)：第一個(gè)變壓器的寄生耦合電容C1和C2的次級(jí)差異減小。級(jí)聯(lián)中的第二個(gè)變壓器可以重新分配丟失的磁芯電流，并向第二個(gè)變壓器的初級(jí)變壓器提供更相等的信號(hào)。這種配置中的兩個(gè)級(jí)聯(lián)變壓器為高頻提供了更好的平衡解決方案。

圖5.兩個(gè)級(jí)聯(lián)變壓器改善了信號(hào)平衡。

從仿真中可以看出性能優(yōu)勢(shì)，如圖6所示。在圖6a中，模擬輸入為100 MHz時(shí)，偏差降至0.25 mV p-p或0.013%相位不平衡。在200 MHz（圖6b）時(shí)，變壓器的次級(jí)輸出之間只有0.88 mV p-p的差異，即0.044%。這是一個(gè)很大的改進(jìn)，通過(guò)添加一個(gè)額外的組件來(lái)實(shí)現(xiàn)。

圖 6a. 100 MHz. 變壓器次級(jí)輸出的仿真：

AIN+（綠色）= 1.25 V p-p，AIN–（紅色）= 1.25 V p-p，差值 = 0.25 mV p-p。

圖 6b. 200 MHz. 變壓器次級(jí)輸出的仿真：

AIN+（綠色）= 1.298 V p-p，AIN–（紅色）= 1.298 V p-p，差值 = 0.88 mV p-p。

另一種方法是使用雙巴倫型變壓器配置。巴倫（平衡不平衡）的作用類似于傳輸線，通常比前面討論的標(biāo)準(zhǔn)磁通型變壓器具有更大的帶寬。它們可以在初級(jí)和次級(jí)之間提供良好的隔離，損耗相對(duì)較低。但是，它們需要更多的功率來(lái)驅(qū)動(dòng)，因?yàn)閺某跫?jí)到次級(jí)的輸入阻抗減半。圖7a顯示了為實(shí)現(xiàn)寬通帶而使用的通用實(shí)現(xiàn)方案。在圖7b中，巴倫型變壓器對(duì)不平衡進(jìn)行了預(yù)補(bǔ)償。

圖 7a.變壓器耦合輸入采用雙巴倫型變壓器配置。

圖 7b.使用補(bǔ)償巴倫型變壓器的變壓器耦合輸入。

響應(yīng)峰值

圖8a顯示了典型的變壓器頻率響應(yīng)，基本上是帶寬超過(guò)100 MHz的寬帶濾波器的頻率響應(yīng)。與變壓器初級(jí)串聯(lián)的電感可用于改變變壓器的帶寬響應(yīng)，方法是在通帶內(nèi)達(dá)到峰值增益并在通帶外提供更陡峭的滾降（圖 8b）。電感具有在傳遞函數(shù)中增加零點(diǎn)和極點(diǎn)的作用。

圖 8a.典型變壓器的頻率響應(yīng)。

圖 8b.帶電感器的典型變壓器的頻率響應(yīng)。

圖9所示為圖2中帶有串聯(lián)電感的電路。電感值取決于所需的峰值和帶寬量。但是，設(shè)計(jì)人員應(yīng)注意，當(dāng)響應(yīng)平坦度和表現(xiàn)良好的相位響應(yīng)是重要標(biāo)準(zhǔn)時(shí)，這種峰值可能是不可取的。

圖9.電感器通過(guò) 1：1 變壓器和已知的 ADC 輸入阻抗補(bǔ)償 50 歐姆輸入阻抗。

開關(guān)電容型ADC

到目前為止，我們只討論了與已知輸入阻抗的ADC接口，以AD6645-80為例。但是，具有開關(guān)電容接口的ADC呢？開關(guān)電容ADC沒(méi)有內(nèi)部緩沖器，因此用戶直接與內(nèi)部采樣電路連接，該電路的阻抗隨施加的輸入頻率變化很大。在圖10中，模數(shù)轉(zhuǎn)換器是具有10 MHz模擬輸入的AD9236-80。在軌道（采樣）模式下，輸入看起來(lái)像一個(gè)4，135歐姆差分阻抗和一個(gè)1.9 pF電容并聯(lián)。但是保持模式看起來(lái)會(huì)有所不同。應(yīng)用筆記AN-742提供了獲取這些模擬輸入阻抗值的良好信息。ADI公司的許多開關(guān)電容ADC值都可以在ADI公司網(wǎng)站上的ADC產(chǎn)品頁(yè)面上以電子表格形式下載，提供0.3 MHz至1 GHz的采樣保持值。

圖 10.開關(guān)電容前端實(shí)現(xiàn)。

200 nH 串聯(lián)電感旨在抵消從 ADC 輸入反射回來(lái)的輸入電容的電抗，使輸入看起來(lái)盡可能具有阻性，以便在目標(biāo)頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)良好的 50 歐姆端接。請(qǐng)注意，其他電感值可用于設(shè)置所需的帶寬和增益平坦度，如圖8b所示。

對(duì)于此處討論的所有示例，使用了1：1的匝數(shù)比（阻抗比）。因此，變壓器提供0 dB的標(biāo)稱電壓增益。這是最容易配置的變壓器類型，因?yàn)樽儔浩鞯募纳?yīng)相對(duì)容易理解和補(bǔ)償。但是，當(dāng)輸入信號(hào)較低時(shí)，某些應(yīng)用可能需要固有的電壓增益。使用1：2或1：4（阻抗比為4或16）的匝數(shù)比，變壓器分別提供6 dB或12 dB的電壓增益。

這樣做的好處是，與放大器不同，變壓器基本上不產(chǎn)生噪聲。然而，1：2或1：4變壓器中的寄生效應(yīng)更難補(bǔ)償，特別是在很寬的頻率范圍內(nèi)。例如，在 1：2 匝數(shù)比下，電容項(xiàng)翻了四倍，而電感項(xiàng)和電阻項(xiàng)則降至原始值的四分之一。對(duì)于 1：4 的匝數(shù)比，相同的項(xiàng)向上或向下增加 16 倍。當(dāng)與開關(guān)電容輸入ADC接口時(shí)，挑戰(zhàn)更加困難，因?yàn)槿菪皂?xiàng)既大又隨頻率變化。考慮到這些困難，進(jìn)行此類設(shè)計(jì)的最佳方法是針對(duì)給定頻段內(nèi)的目標(biāo)中心頻率進(jìn)行優(yōu)化。

結(jié)論

有經(jīng)驗(yàn)的設(shè)計(jì)師會(huì)注意到，我們的討論主要集中在理想的電路關(guān)系上，雖然暗示了匝數(shù)比和寄生問(wèn)題，以及處理這些問(wèn)題的一些架構(gòu)設(shè)計(jì)方法，但我們只是略過(guò)了表面。那么，在處理新設(shè)計(jì)時(shí)要做什么呢？設(shè)計(jì)人員需要盡可能多地了解為設(shè)計(jì)選擇的與ADC相關(guān)的變壓器。在任何前端設(shè)計(jì)中，最好的方法是研究在目標(biāo)頻率上起作用的寄生效應(yīng)。正確的設(shè)計(jì)和分析涉及使用網(wǎng)絡(luò)分析儀。它將展示前端設(shè)計(jì)在給定頻率范圍內(nèi)在阻抗、駐波比、插入損耗和差分相位失配方面的作用，從而提供有關(guān)ADC在變壓器耦合應(yīng)用中如何工作的大量關(guān)鍵信息。

審核編輯：郭婷