本多部分教程的第 1 部分展示了有源吸電流電路如何滿足測試大電流、低壓電源的所有要求。然而，成功實現該電路確實存在一些設計挑戰。仔細選擇電路元件對于最終電子負載電路的性能和耐用性至關重要。

選擇場效應管

功率晶體管的選擇必須提供快速響應，同時還要承受高功率耗散。必須考慮幾個電氣和熱特性。

總柵極電荷提供了一個很好的指標

為了以良好的穩定性和高帶寬調制流過MOSFET的電流，運算放大器必須能夠快速改變柵源電壓。具有高柵極至源極和柵極至漏極電容 （C一般事務人員和 C廣東）將需要更高的驅動電流才能達到所需的壓擺率。因此，選擇“品質因數”較低的MOSFET非常重要1以及相應的低寄生電容。對于許多MOSFET，總柵極電荷QG是一個很好的指標，相似導通電阻 R 的 MOSFET 之間的比較DS（ON）只需使用此參數即可快速制作。

漏源電壓必須能夠承受被測電源電壓

漏源電壓VDS必須足夠高，以承受被測電源的電壓，包括任何瞬態浪涌或過沖。大多數分立式功率 MOSFET 的額定電壓為 12V、25V、30V 甚至更高，因此選擇 V 的 MOSFETDS適合測試中低壓電源并不困難。一般來說，MOSFET應選擇V型DS額定值至少為待測電壓的 125%。更高的VDS相同尺寸晶體管的額定值會對其他性能特征產生負面影響，因此請選擇可接受電壓最低的器件DS額定值。

漏極電流額定值必須通過所需的負載電流

漏源電流額定值 ID（最大）的 MOSFET 必須足以通過所需的負載電流。當必須產生非常高的電流時，使用并聯吸電流電路陣列可緩解功耗和功耗。DS對單個 MOSFET 的要求。換言之，如果使用N個相等的有功-電流灌電流陣列，如圖1所示，則通過每個吸電流MOSFET的電流為總負載電流除以N。

圖1.連接到被測電源的N個吸電流電路陣列。

請注意，如圖2所示，單個運算放大器可以并聯控制多個MOSFET，前提是每個MOSFET在其源端連接到一個獨立的檢測電阻。由于前面描述的源極跟隨器負反饋特性，該方案可確保總電流在MOSFET之間均勻共享。

圖2.一個放大器并聯驅動兩個MOSFET。

以這種方式驅動兩個或多個MOSFET時，通常需要在MOSFET柵極串聯中添加小電阻以防止振蕩。差動放大器配置進一步擴展，包括求和，方法是將反饋和分壓器電阻復制到電路的每個支路。這樣可以隔離兩個檢測電阻，以保持其對每個MOSFET的負反饋效應的獨立性。

晶體管封裝和散熱

也許用于電子負載的MOSFET最重要的特性是其散發廢熱的能力。負載總功率（PL） 顯然是負載電流和被測電壓的乘積：

PL = ILOAD x VDUT

如果數量N個吸電流電路并聯運行，則每個吸電流“分支”承載I負荷/N，并且總負載功率或多或少地均勻分布在分支之間。

該功率的一部分耗散在檢測電阻中（PR），并且此部分隨負載電流的平方而變化：

PR = (ILOAD/N)2 x RSENSE

其余功率在MOSFET中耗散（PM):

PL = (PM + PR) x N

PM = PL/N – PR

PM = (ILOAD x VDUT)/N – (ILOAD/N)2 x RSENSE

MOSFET的散熱能力由兩個關鍵參數總結：結殼熱阻Θ杰克穩態功耗PD（最大）.在這兩者中，Θ杰克值是最有用的，因為它表示MOSFET結的最低可能溫升作為功率的函數，不包括外部環境的所有影響。

而MOSFET數據手冊也可能提供環境熱阻值Θ加州，此值由標準PCB尺寸和結構決定2.大功率電子負載將專門設計為最大化散熱，其熱阻遠低于典型的自由空氣結至環境熱阻Θ賈MOSFET 數據手冊中顯示的值。換句話說，因為大功率電子負載將需要與標準Θ完全不同的散熱器賈測試板，Θ杰克價值是最有用的。

除了器件封裝的熱阻特性外，MOSFET硅的最高結溫TJ（最大）J（最大值） = 150°C 至 TJ（最大）= 175°C。 電子負載的設計必須使得MOSFET功率PM和封裝熱阻的乘積，結合器件安裝表面的最高溫度，或外殼溫度T兆字節= TC，不超過 TJ（最大）.

PM (TJ(MAX) – TC)/(ΘJC)

根據未知數的選擇，這種關系產生MOSFET的最大允許穩態功率，或所需的最大穩態功率下的最大允許散熱器溫度。

安全操作區域 （SOA）

功率MOSFET數據手冊將包括一個安全工作區圖或SOA。該圖顯示了 MOSFET 的連續 （DC） 脈沖功率能力。Nexperia PSM2R0-30YLE 的 SOA 圖如圖 3 所示。

圖3.安世半導體PSMN2R0-30YLE功率MOSFET的安全工作區域，TMB = 25°C。 圖片由Nexperia提供。

請注意，SOA 圖是針對固定安裝底座溫度 T 生成的兆字節.在圖 3 中，T兆字節= 25°C。 100A 封裝限值顯示為 I 處直流曲線的平坦部分DS= 100A，對于 VDS低于約1.3V。總功率極限P托特= 272W 出現在 V 的點DS= 1V 和 IDS= 272A。其他曲線顯示，在脈沖持續時間逐漸縮短的情況下，峰值功率能力逐漸提高。值得注意的是，SOA 圖上的曲線通常是恒定冪線;換句話說，I 的常積DS呵呵DS.

MOSFET能夠處理短脈沖的更高功率，這對于用于測試瞬態響應的電子負載非常有用，因為瞬態的持續時間不需要超過電源恢復時間，通常以數十或數百微秒為單位?？梢酝ㄟ^減少脈沖持續時間來增加安全脈沖功率，反之亦然。

重要的是設計電子負載，使MOSFET在任何預期的脈沖寬度下都不會在其SOA曲線以上工作，否則MOSFET可能會發生故障。所需的工作點應位于 SOA 圖上，以確保設計安全運行。

與針對快速開關應用優化的 MOSFET 相比，一些功率 MOSFET 針對線性區域的工作進行了優化，專門設計為在 SOA 曲線下具有更大的面積。例如，Nexperia的NextPower Live產品線針對熱插拔和軟啟動等線性應用進行了優化。線性區域中增加的魯棒性也非常適合用于有源吸電流電路。PSMN2R0-30YLE（表1）是該產品線的成員，在具有高功率耗散的有源電子負載中工作得很好。

瞬態熱阻

MOSFET數據手冊還將包括瞬態熱阻圖，如圖2所示的PSMN0R30-4YLE圖。由于器件芯片、引線框架和封裝材料的熱容量，MOSFET 的限時瞬態熱阻低于穩態熱阻。

圖4.安世半導體PSMN2R0-30YLE功率MOSFET的瞬態熱阻圖。圖片由Nexperia提供。

與SOA圖不同，瞬態熱阻圖不是特定T的函數兆字節價值。這使得它對于確定MOSFET結溫升高于T非常有用。兆字節對于任何給定的功率脈沖寬度和占空比。當占空比接近100%且脈沖寬度接近DC時，瞬態熱阻抗圖與結殼熱阻Θ的穩態值收斂杰克.一些MOSFET數據手冊將提供歸一化的瞬態熱阻圖，因此y軸表示穩態Θ的分數，從1到<>杰克價值。重要的是不要將這種無單位的歸一化分數與以°C/W為單位的實際阻抗值混淆。

例如，使用圖4，如果MOSFET在200%占空比下經歷一個持續時間僅為100μs的10W脈沖（換句話說，一個以100kHz頻率重復的1μs脈沖），則有效瞬態熱阻僅為約0.075W/°C，而穩態值為Θ杰克= 0.55°C/W.該瞬態熱阻與200W脈沖幅度的乘積產生預測的T上升J約 200W x 0.075°C/W = 15°C。

選擇合適的檢測電阻元件

功率和電流能力

與功率MOSFET非常相似，有源吸電流電路中的檢測電阻預計也會消耗總負載功率的很大一部分。重要的是選擇一個檢測電阻器，它不僅可以處理吸電流的每個并聯分支的滿載電流，還可以將廢熱快速傳遞到PCB和散熱器。

一個好的檢測電阻將具有以下所有機械特性。

與PCB銅走線或澆注的電氣連接面積大

可與具有低熱阻的頂部冷卻（散熱器）耦合的封裝

可承受高工作溫度的電阻元件和封裝材料

第一個特性有利于表面貼裝元件，因為通孔電阻器僅通過兩個通孔焊盤（每個引線一個）與PCB電連接。引線還對負載電流存在明顯的電阻和電感瓶頸。此外，大多數引線封裝在熱耦合到PCB和散熱器以實現有效冷卻方面更具挑戰性。

表面貼裝電阻器有兩個關鍵優點：它們焊接在PCB上的寬焊盤上，通常具有薄而扁平的封裝，便于與散熱器建立低電阻熱連接。電流可以通過使用旁路將電流從PCB中的內層銅輸送到頂層焊盤，通常在電阻焊盤本身內。

表面貼裝電阻器的元件通常是陶瓷基板上的導電膜或箔或固體金屬元件。在這兩者中，金屬元件在高功率下運行時可能會更堅固。封裝材料對熱性能也很重要。封裝在塑料中的檢測電阻器的優點是與散熱器電氣隔離，但封裝通常比元件本身具有更高的熱阻，因此未封裝的器件可以實現較低的整體熱阻。

低寄生電感

檢測元件L中的寄生電感意義直接限制在電子負載中可以實現的最大電流擺率，因為電流的上升速度不能超過電感允許的速度。

dI/dt = V/LSENSE

此外，在高電流壓擺率下，寄生電感會導致檢測元件兩端的電壓偏離真實負載電流。相反，電阻兩端的瞬態電壓是電阻電壓和感性電壓之和。

ISENSE = (VSENSE/RSENSE) x (1 – e-t/τ )

VSENSE = (ISENSE x RMSENSE)/(1 – e>-t/τ )

τ = LSENSE/RSENSE

吸電流放大器電路無法區分信號的感性部分和電阻部分，因此實際負載電流的上升速度比檢測電阻電壓信號慢，如圖5所示。

圖5.具有5nH電感的1mΩ電阻的階躍響應。

在圖5中，“視在電流”是檢測電阻兩端的電壓，由吸電流電路中的運算放大器控制到恒定值，響應輸入控制電壓的階躍（前面示例的“負載波形”）。“實際電流”滯后于檢測電阻電壓，時間常數τ?200ns。實際電流僅在經過約5 x τ = 1μs后與檢測信號一致，使得電路無法有效產生更快的負載瞬變。

這種滯后給吸電流和電流測量電路都帶來了問題;兩者都必須針對此時間常數進行補償?？梢酝ㄟ^對檢測信號施加單極點低通濾波器來消除電感信號。這可以像檢測電阻兩端的R-C濾波器一樣簡單，也可以在運算放大器反饋環路中實現。選擇濾波器時，應使時間常數與檢測電阻相匹配：

τ = RFILTER x CFILTER = L SENSE/RSENSE

如果在檢測電阻兩端增加濾波器，則必須注意確保吸電流差動放大器的直流增益不會改變。

為了在問題發生之前緩解問題，請選擇低電感檢測電阻。短、寬、薄的電阻元件的電感將低于相同值的長而薄的電阻元件，或者依靠蛇形路徑增加電阻的電阻元件。

為什么檢測電阻的精度很重要

雖然對于負載瞬態測試并不重要，但如果將測量的電流用于計算被測電源的效率，則電子負載的絕對精度非常重要。電子負載永遠不可能比檢測電阻本身更精確，因此選擇高精度的檢測電阻非常重要。

由于檢測電阻也會耗散功率，因此電阻率溫度系數（TCR）在寬功率范圍內的負載精度中起著重要作用。隨著電阻升溫，其電阻也會增加，通常與溫度成正比。

RHOT = RNOMINAL x (1 + (THOT - 25°C) x TCR)

值得慶幸的是，許多合適的檢測電阻的TCR值等于或低于50ppm/°C。 這相當于隨著溫度升高 0°C 而電阻僅變化 5.100%。如果需要更高的精度，可以在電子負載上增加一個溫度測量電路。然后，可以在收集后根據檢測電阻數據手冊中的TCR值和捕獲測量時的元件溫度對電流測量值進行校正。

具有獨立專用電源和檢測連接的檢測電阻器也有助于提高精度。通過將連接分成高電流路徑和低電流或無電流路徑進行檢測，被測電流不會在檢測連接中增加額外的壓降。這通常稱為開爾文連接，或更一般地稱為四端子傳感。許多檢測電阻都是以這種方式構建的，特別是當電阻器設計用于高電流和低電阻時。即使檢測電阻沒有物理上獨立的檢測引腳，數據手冊通常也會描述正確的連接點和走線，以獲得最佳精度。

最大電流考慮因素

電子負載的最大電流能力是被測電源電壓以及所有MOSFET和檢測電阻的組合電阻的簡單函數，MOSFET完全增強。為了防止放大器在最高負載電流下飽和，設計的總串聯電阻應大大低于被測電壓除以最大所需電流。

RLOAD,MIN = (RDS,O + RSENSE)/N

RLOAD,MIN < VDUT,MIN/ILOAD,MAX

這允許運算放大器將MOSFET保持在線性區域的最大命令電流。如果命令電流上升到 I 以上負載，最大值值，吸電流電路將進入飽和狀態，驅動MOSFET完全導通，但不能再保持負載電流的閉環控制。

良好的熱設計，避免熱損傷

由于有源吸電流電路通過將 MOSFET 保持在飽和區域來控制負載電流，因此 MOSFET 消耗了電子負載中的大部分功率。檢測電阻也會耗散功率，與負載電流的平方成正比。由于電阻和MOSFET在負載應用中都會消耗大量功率，因此必須仔細選擇它們。良好的散熱設計對于避免過熱造成的損壞非常重要。

均勻分配全功率

如果MOSFET和檢測電阻具有相似的功率能力，則可以通過在最大電流下在MOSFET和檢測元件之間平均分配功耗來大致優化電子負載的設計。這是通過將檢測電阻值設置為大約等于R來實現的DS，ON的場效應管。這種方法還可以最大限度地降低檢測電阻和MOSFET中的峰值功率。圖6中的曲線顯示了MOSFET和檢測電阻的功耗如何隨負載變化。如果MOSFET或檢測電阻是總功耗的限制因素，則平衡負載，最小值可以改變電阻以降低 MOSFET 或檢測電阻中的功率，但代價是相反組件中的峰值功率更高。

圖6.每個檢測電阻和 MOSFET 的功率與負載電流的關系。

使用這種方案，在電流水平低于最大值時，MOSFET將始終比檢測電阻消耗更多的功率，因為大部分壓降發生在MOSFET兩端。當然，功耗的平衡也隨被測電源的電壓而變化很大。組合電阻必須足夠低，以便在最低V下容納所需的最高電流杜特，分鐘.最壞情況下的功耗發生在被測V的最高電壓下杜特，最大.

運算放大器的重要考慮因素

運算放大器必須具有足夠的輸出能力來驅動MOSFET的柵極，從而向運算放大器提供容性負載。在選擇運算放大器時，帶寬和壓擺率也是重要的考慮因素，特別是當需要高負載電流壓擺率時。

單電源供電

由于電子負載在采用單電源電壓工作時應表現出從零負載到滿負載的線性響應，因此運算放大器必須具有軌到軌輸入能力，或者至少能夠接受擺動至負電源軌（在本例中為地）的輸入。

軌到軌輸出不是必需的，因為當運算放大器輸出小于柵極閾值電壓V時，MOSFET停止導通GS，TH.但是，必須選擇運算放大器及其電源，使MOSFET柵極能夠驅動到足夠高，以實現所需的最大負載電流。這意味著運算放大器輸出電壓必須能夠超過I負載，最大值x R意義+ VGS，TH.這種考慮迅速縮小了合適運算放大器的范圍，因為許多高性能、單電源器件被限制在+5V電源?？山邮?12V或更高電源電壓的運算放大器較少。

精密運算放大器，精度更高

與輸入控制信號相比，精密運算放大器將產生更好的負載電流精度。這使得負載更易于使用且更一致。低輸入失調電壓可以減少或消除負載電流的失調，特別是當控制信號為零伏時。低輸入偏置電流允許在差分放大器電路中使用更高的輸入和反饋電阻，從而改善輸入阻抗。

電流監控

除了產生快速、精確的負載電流瞬變外，有用的電子負載還將包括監控負載電流的方法。通常，這是一個輸出信號，可以連接到示波器輸入，以允許負載電流波形的實時圖形指示。如果使用單獨的放大器來報告負載電流，則精密運算放大器可以減少或消除校準需求。這對于非常高電流負載特別有用，在這些負載中，可能無法找到能夠處理滿負載電流的精密分流器，從而難以或不可能針對外部基準進行校準。

電壓或電流輸出信號

用于監控電流的最直接電路是求和放大器，它產生與負載電流成比例的電壓輸出。

一種可能的改進是將求和放大器的輸出轉換為電流源，如圖7所示。這提供了與負載電流成比例的電流輸出。與電壓信號相比，這種方法具有一些優點。通過將單個電流源輸出饋入單個接地電阻器，可以輕松求和各個電流源輸出，從而允許多個負載器件報告總負載電流，而無需額外的求和放大器。電流源輸出也不太容易受到負載設備和測量設備之間的地電位偏移引入的噪聲的影響，特別是當求和電阻位于測量設備上時。

圖7.用于監控負載電流的跨導放大器。

用于電流監控的精密運算放大器

電流測量或監控電路可以針對精度或速度和帶寬進行優化。如果電子負載將用于效率測量，則前者很重要，其中必須精確知道穩態負載電流。后者對于瞬態響應分析非常重要，其中負載電流波形的形狀對于準確表示負載電流壓擺率至關重要。

幸運的是，在許多情況下，可以在速度和精度之間實現良好的折衷。精度較高的放大器通常具有較低的帶寬，而較快的放大器通常具有較高的輸入失調電壓和偏置電流。

無論報告電路是針對速度還是精度進行優化，如果放大器可以采用單電源供電，則設計會得到簡化。輸出的軌到軌擺幅能力對于電壓輸出設計也至關重要，以便指示低負載或空載條件。電流源（跨導）設計可能不需要軌到軌輸出，因為源極跟隨器晶體管將允許運算放大器輸出保持在電源軌電壓范圍內。

結論

當負載的電氣設計完成后，設計的最后階段是冷卻系統。

審核編輯：郭婷