超高速數字用戶線 （VDSL） 技術能夠以高達 52 Mb/s 的速度傳輸信息。所使用的高頻頻段（高達20 MHz）提出了許多當前DSL中不存在的挑戰，其中包括頻譜分配，FEXT（遠端串擾）噪聲環境中的傳輸，RF干擾源。我們在這里討論與VDSL技術部署相關的問題。

1. 簡介

VDSL能夠提供與電纜調制解調器相當的數據速率。光纖用于將數據傳輸到住宅區;從那里數據通過現有的銅纜基礎設施傳輸。目前正在美國（ANSI T1E1）、歐洲（ETSI）和國際電信聯盟（ITU）努力為這項技術制定標準。使用的寬頻率帶寬（高達20 MHz）帶來了一些技術挑戰。下面介紹最重要的問題，因為它們將在標準化委員會中進行討論。

2. VDSL 部署配置

由于雙絞線上高頻信號衰減較大，VDSL的部署僅限于距離信號源小于4500英尺的環路長度。圖 1 顯示了兩種可能的配置。對于靠近中心局 （CO） 的客戶，VDSL 可以通過 CO 的銅纜部署（圖 1a），這種配置稱為光纖到交換 （FTTEx）。對于更遠的客戶，光纖運行到光網絡單元（ONU），使用現有基礎設施從該單元分發數據（圖1b）。此配置稱為光纖到機柜 （FTTCab）。

圖 1a. FTTEx 配置

圖 1b. FTTCab 配置

目前的頻譜分配建議也使用VDSL下游的ADSL下行頻段。從ADSL和VDSL之間的串擾的角度來看，圖1中的兩種配置之間存在細微差異。在FTTEx情況下，VDSL的存在不會影響ADSL性能，因為VDSL功率譜密度（PSD）小于ADSL PSD。相反，同一粘合劑中存在ADSL可能會對VDSL性能產生嚴重影響。在FTTCab配置中，情況正好相反。來自ONU的VDSL信號可能會為ADSL下游信號產生不可接受的噪聲水平，因為它在從CO到ONU的路徑上會嚴重衰減[1]。

3. 數據速率和頻譜分配

表1描述了美國考慮用于標準化的一些數據速率。

表 1：VDSL 數據速率

預計將在美國市場占據主導地位的非對稱服務包括視頻分發（包括高清電視）和互聯網應用。在歐洲，人們對針對業務應用程序的對稱服務更感興趣。在每個服務類別中，數據速率取決于從客戶駐地到ONU（CO）的距離。

選擇頻分復用（FDM）作為分離上行和下游數據傳輸的多路復用方法。對于非對稱業務，下行和上行數據速率之間的比率接近10：1，因此大部分帶寬應分配給下游。對于對稱服務，帶寬應平均分配給兩個方向。標準的要求是兩種類型的服務應在同一根電纜上共存。在這些條件下，沒有頻譜分配方法可以同時優化非對稱和對稱服務數據速率。

一種解決方案是定義兩個頻譜分配：一個針對非對稱服務進行優化，同時將某些對稱數據速率作為次要目標;另一個更傾向于對稱服務。此外，由于短環配置文件需要相當大的帶寬，因此認識到很難將它們與其他服務容納在同一活頁夾中。這就是為什么標準化工作目前集中在中環配置文件上的原因;這種光譜分配也適用于長環路情況。國際電聯內部原則上就頻譜分配達成了協議，該頻譜分配包含4 kHz至138 MHz頻率范圍內的12個頻段（兩個下行和兩個上游）。圖2顯示了北美[2]的這種頻譜分配示例。2500/22 Mb/s 非對稱服務的范圍為 3 英尺，1700/13 Mb/s 對稱服務的覆蓋范圍為 13 英尺。為了在較長的環路上降低數據速率，可以使用第一個上游/下游頻段。未來分配12 MHz以上的頻譜將允許在短環路上傳輸更高的數據速率。

圖2.VDSL北美頻率規劃

4. 橋接水龍頭

圖3顯示了具有橋接抽頭的環路及其在不同抽頭長度下的衰減，L = 0， λ/4， 5λ/4， 101λ/4，其中λ是波長。最短橋接抽頭在通道特性中產生深度零點。對于VDSL頻譜計劃，如圖2所示，這種橋接抽頭將顯著降低下游2通道中的數據速率。下行和上行數據速率之間的比率將受到短橋抽頭的顯著影響。較長的橋接抽頭的影響較小，因為反射波被線路中的損耗衰減。仍然存在SNR損耗，因為發射的信號功率在插入點的線路和橋接抽頭之間分配。不同之處在于，在長橋抽頭上，SNR損耗在兩個方向之間均勻分布。這就是為什么ETSI標準沒有橋接抽頭規定的原因;但是，它們仍然是美國標準要求的一部分。

圖3.橋接抽頭環路的幅度響應。

5. 串擾噪聲源

圖4顯示了雙絞線上的串擾噪聲源。近端串擾（NEXT）噪聲是在相反方向傳播的信號之間產生的。NEXT與功率為1.5時的頻率成正比。由于輸入信號在接收器輸入端衰減，因此只有一個這樣的干擾源會顯著降低VDSL性能。該噪聲源可以通過為上行和下游方向分配不同的頻段來控制（圖 2）。

圖4.雙絞線串擾噪聲源。

遠端串擾（FEXT）噪聲是在電纜中沿同一方向傳播的信號之間產生的。FEXT是VDSL中主要的串擾噪聲源。其功率譜密度：

PSDFEXT = kL?2 |Hch(?)|2 ? kL f e–(2 Lα(f))

取決于頻率f，兩個信號并行運行的電纜段長度L，以及通道傳遞函數Hch（f）。由于通道傳遞函數是L的指數函數，因此對于較大的L值，FEXT噪聲的功率譜密度較小，對于低L值，FEXT噪聲的功率譜密度相對較高。在上游方向（圖4），發射器Tx4US比Tx2US和Tx3US更接近ONU。Tx4US 將在對 2 和 3 中注入相對高水平的 FEXT 噪聲。來自這些對的上行信號在注入FEXT噪聲的點處嚴重衰減。結果是，在上游方向，來自靠近ONU（CO）的源的FEXT噪聲將顯著降低遠離ONU的源的SNR，并置在同一粘合劑中。解決方案包括根據發射器位置到ONU（CO）的距離來降低發射功率。此問題在下游方向不存在（所有發射器都位于 ONU/CO）。

6. 射頻干擾

歐洲和美國標準都允許在VDSL頻譜內使用六個相對較窄（100-200-kHz）的業余無線電頻段。VDSL 信號與業余無線電臺的信號之間可能存在重大干擾。原因包括屏蔽不當（缺乏），高頻時電話線平衡減少（可低至10-30dB）以及使用未扭曲的引入線。這些干擾源存在三個問題：

出口抑制。通過將無線電業余頻段中VDSL信號的功率譜密度限制為80 dBm/Hz，可以限制這些頻段中的VDSL干擾。

入口抑制。VDSL 接收器輸入端的業余無線電信號干擾可高達 0 dBm。在轉換為數字信號之前，最好衰減這種干擾，否則需要能夠處理信號和干擾信號的高分辨率ADC。

業余無線電信號是一種非平穩信號，其特征是開/關周期。消除該信號在數字域中的影響（甚至衰減）并非易事。

7. 行代碼

向標準組織提交了三項關于線代碼的提案：

單載波調制（QAM），將輸入數據分成兩個流，其調制同相正弦波和正交正弦波，這種方法目前在大多數調制解調器中使用。必須注意的是，對于如圖2所示的頻段分配，每個上游和下游方向都需要兩個這樣的系統。

離散多音調制（DMT），將頻段分成大量通道;每個單獨的通道都使用 QAM 調制。一種有效的編碼/解碼方法是在發射器上使用IFFT和在接收器上使用FFT;它還確保了載體之間的正交性。這種調制方法用于ADSL。

濾波多音（FMT）調制[3]可以看作是其他兩種方法的組合。調制是通過將數據分成幾個流來實現的，每個流都應用于濾波器組的一個輸入。由于實現的復雜性，通道的數量比DMT少得多。尖銳的濾波器可以消除QAM中使用的保護帶。線性或決策反饋均衡器對于消除碼間干擾（ISI）是必要的。

下面根據VDSL的具體問題對QAM和DMT調制進行了比較。在大多數情況下，讀者將能夠推斷FMT的結果。

DMT 信號具有高斯幅度分布。15 dB的峰均比（PAR）是將削波降低到可接受的水平所必需的。適應如此高的信號峰值需要擴展發射器緩沖器的范圍，并增加模擬前端的功耗。單載波調制的一些優勢已經喪失，因為線路信號是兩個QAM通道的總和（見圖2）。

每個方向需要兩個QAM發射器/接收器用于單載波調制;DMT 需要幀同步和監督;并且定時恢復更加困難。因此，這兩種方法的復雜性大致相同。

循環前綴/后綴（DMT調制）和保護帶（QAM）引起的數據速率損耗相似。

射頻出口。為了將落在發射頻帶內的每個無線電業余頻段的發射PSD降低到-80 dBm/Hz，單調制系統需要陷波濾波器。這些濾波器使均衡更加困難。在DMT系統中，不使用落在業余無線電頻段內的箱子。作為一般觀察，DMT調制在控制整個VDSL頻譜的PSD方面具有更大的靈活性，可能會轉化為更高的性能。

8. 結論

VDSL 允許使用現有的雙絞線傳輸高達 52 Mb/s 的高數據速率。標準組織就使用138 kHz至12 MHz頻率范圍內的四個頻段（兩個用于上游，兩個用于下游）的頻分復用達成協議。頻譜分配的細節尚未確定。FEXT噪聲是主要的串擾損傷。它需要在上游方向斷電。短橋抽頭可以顯著改變上行和下游數據速率之間的比率，這就是ETSI標準中未指定它們的原因;但是，它們仍然是美國標準的一部分。最后，T1E1和ETSI同意在現行標準中包括所有三個線路代碼。從長遠來看，這些標準可能會演變為最有能力面對VDSL帶來的困難技術問題的行代碼。