作者：Gustavo Castro and Scott Hunt

儀表放大器（儀表放大器）可以調節(jié)傳感器產生的電信號，使其數(shù)字化、存儲或用于控制過程。信號通常很小，因此放大器可能需要以高增益工作。此外，信號可能位于較大的共模電壓之上，也可能嵌入大量直流偏移中。精密儀表放大器可以提供高增益，選擇性地放大兩個輸入電壓之間的差值，同時抑制兩個輸入共有的信號。

惠斯通電橋是這種情況的典型例子，但生物傳感器等原電池具有類似的特征。電橋輸出信號是差分的，因此儀表放大器是高精度測量的首選器件。理想情況下，空載電橋輸出為零，但只有當所有四個電阻完全相等時，情況才如此。考慮使用分立電阻構建的電橋，如圖1所示。最壞情況下的差分偏移，V操作系統(tǒng)是

(1)

其中 V前任是電橋激勵電壓，TOL是電阻容差（以百分比為單位）。

圖1.惠斯通電橋偏移。

例如，每個元件的容差為0.1%，激勵電壓為5 V，差分失調可高達5 mV。如果需要400增益才能達到所需的電橋靈敏度，則放大器輸出端的失調變?yōu)椤? V。假設放大器由相同的電源供電，并且其輸出可以軌到軌擺幅，則僅電橋偏移就可能消耗80%以上的輸出擺幅。隨著行業(yè)趨向于更小的電源電壓，這個問題只會變得更糟。

傳統(tǒng)的3運放儀表放大器架構（如圖2所示）具有差分增益級，后接一個減法器，用于消除共模電壓。增益施加在第一級，因此失調被放大與目標信號相同的因子。因此，移除它的唯一方法是在參考（REF）端子上施加相反的電壓。這種方法的主要限制是，如果放大器的第一級已經飽和，則調整REF上的電壓無法校正失調。繞過此限制的幾種方法包括：

根據(jù)具體情況使用外部電阻器分流電橋，但這對于自動化生產是不切實際的，并且不允許在出廠后進行調整

降低第一級增益，通過調整REF上的電壓來消除失調，并增加第二個放大器電路以實現(xiàn)所需的增益

降低第一級增益，使用高分辨率ADC對輸出進行數(shù)字化處理，并消除軟件中的失調

最后兩個選項還需要考慮與原始失調值的最壞情況偏差，從而進一步降低第一級的最大增益。這些解決方案并不理想，因為它們需要額外的功耗、電路板空間或成本才能獲得獲得高CMRR和低噪聲所需的高第一級增益。此外，交流耦合不是測量直流或非常慢移動信號的選項。

圖2.3運放儀表放大器拓撲

AD8237和AD8420等間接電流反饋（ICF）儀表放大器可以在失調放大之前消除失調。圖3顯示了ICF拓撲的原理圖。

圖3.間接電流反饋儀表放大器拓撲。

該儀表放大器的傳遞函數(shù)與經典3運放拓撲的傳遞函數(shù)形式相同，由下式給出

因為當輸入之間的電壓等于反饋（FB）和基準（REF）端子之間的電壓時，放大器的反饋得到滿足，我們可以將其重寫為

這表明，在反饋和參考端子上引入與失調相等的電壓，即使在輸入失調較大的情況下，也可以將輸出調整為零伏。如圖4所示，這種調整可以通過電阻R向反饋節(jié)點注入小電流來實現(xiàn)一個來自低成本DAC等簡單電壓源或來自嵌入式微控制器的濾波PWM信號。

圖4.具有失調消除功能的高增益橋電路。

設計程序

由公式（3）可知，R的比值1和 R2按如下方式設置增益：

(4)

設計人員必須確定電阻值。較大的值可降低功耗和輸出負載;較小的值限制了FB處的輸入偏置電流和輸入阻抗誤差。如果 R 的并聯(lián)組合1和 R2大于約30 kΩ時，電阻開始產生噪聲。表 1 顯示了一些建議值。

表 1.針對各種增益的建議電阻（1%電阻）

簡化查找 R 值的過程一個，假設采用雙電源供電，REF 端子接地，已知雙極性調節(jié)電壓 V一個.在這種情況下，輸出電壓由下式給出

請注意，來自 V 的增益一個輸出是反相的。V 的增加一個將輸出電壓降低電阻R之比給出的分數(shù)2和 R一個.該比率允許針對給定輸入偏移最大化調整范圍。由于調整范圍在增益之前參考放大器的輸入端，因此即使使用低分辨率源也可以實現(xiàn)微調步進。由于 R一個通常比 R 大得多1，我們可以將等式 （5） 近似為

查找 R 的值一個這將允許最大偏移調整，V在（最大），具有給定的調整電壓范圍，VA（最大），設置 V外= 0 并求解 R一個給

(7)

其中 V在（最大）是傳感器預期的最大偏移量。公式（5）還表明，插入調整電路會改變從輸入到輸出的增益。盡管這通常會產生很小的影響，但增益可以重新計算為

(8)

通常，對于單電源橋式調理應用，基準端子上的電壓應高于信號地。如果電橋輸出可以擺動正負，則尤其如此。如果基準電壓被驅動至電壓，則V裁判，使用電阻分壓器和緩沖器等低阻抗源，如圖5所示，公式（5）變?yōu)?/p>

如果 V外和 V一個是相對于 V 拍攝的裁判在原始方程中。VA（最大）– V裁判也應替換 VA（最大）在公式（7）中。

設計示例

考慮采用單電源橋式放大器，如圖4所示，其中3.3 V用于激勵電橋并為放大器供電。滿量程電橋輸出為±15 mV，失調范圍為±25 mV。為了獲得所需的靈敏度，放大器增益需要為100，ADC的輸入范圍為0 V至3.3 V。由于電橋的輸出可以是正輸出或負輸出，因此輸出以中間電源電壓或1.65 V為基準電壓。 只需施加100的增益，僅失調就會迫使放大器輸出在–0.85 V至+4.15 V之間，超過供電軌。

這個問題可以通過圖5所示的電路來解決。橋式放大器A1是一款ICF儀表放大器，如AD8237。放大器 A2，帶 R4和 R5，設置 A 的零電平輸出1在中期供應。AD5601 8位DAC調整輸出，使通過R的電橋失調為零一個.放大器的輸出然后由微功耗7091位ADCAD12數(shù)字化。

圖5.失調消除電路針對單電源供電進行了修改。

從表 1 中，我們發(fā)現(xiàn) R1和 R2增益為1時需要為100 kΩ和101 kΩ。該電路包括一個DAC，可在0 V至3.3 V擺幅，或圍繞1.65 V基準電壓擺幅±1.65 V。計算 R 的值一個我們使用等式（6）。與 VA（最大）= 1.65 V 和 V在（最大）= 0.025 V， R一個= 65.347 kΩ。電阻容差為1%時，最接近的可用值為64.9 kΩ。然而，這不會給源極精度和溫度變化引起的誤差留下余地，因此我們選擇一種低成本、通常庫存的49.9 kΩ電阻。代價是調整分辨率降低，這會導致調整后偏移略大。

根據(jù)公式（7），標稱增益值可以計算為103。如果設計人員想要獲得更接近目標100的增益值，最簡單的方法是減小R的值2大約3%至97.6 kΩ，對R的值影響很小一個.在新條件下，標稱增益為100.6。

由于DAC可以擺幅±1.65 V，因此總失調調整范圍由R形成的分壓器給出一個和 R 的并行組合1和 R2，可以按如下方式計算：

在 ±32mV 最大電橋失調上進行 ±1.25mV 的調整可提供額外的 28% 調整裕量。對于8位DAC，調整的步長為：

(11)

調整分辨率為250 μV時，輸出端的最大殘余失調為12.5 mV。

R 的值3和 C1可根據(jù)ADC數(shù)據(jù)手冊中建議的值或基準電壓源2確定。對于7091 MSPS的AD1采樣，這些值為51 Ω和4.7 nF。以較低速率采樣時，可以使用較大的電阻和電容組合，以進一步降低噪聲和混疊效應。

該電路的另一個優(yōu)點是，可以在生產或安裝時進行電橋偏移調整。如果環(huán)境條件、傳感器遲滯或長期漂移對失調值有影響，則可以重新調整電路。

AD8237具有真正的軌到軌輸入，因此最適合采用極低電源電壓的橋式應用。對于需要更高電源電壓的傳統(tǒng)工業(yè)應用，AD8420是一個不錯的選擇。這款 ICF 儀表放大器采用 2.7 V 至 36 V 電源電壓工作，消耗的電流減少 60%。

表2比較了兩個儀表放大器。在可用的情況下使用了最小和最大規(guī)格。有關更詳細和最新的信息，請參閱產品數(shù)據(jù)表。

表 2.AD8237和AD8420的比較

審核編輯：郭婷