單電源還是雙電源？

雖然采用平衡雙電源實現運算放大器電路是有利的，但在許多實際應用中，出于節能或其他原因，單電源操作是必要或可取的。例如，汽車和船舶設備中的電池電源僅提供單極性。即使是線路供電設備，如計算機，也可能只有一個單極性內置電源，為系統提供+5 V或+12 V直流電源。在處理模擬信號時，單電源操作的一個共同特點是在每個階段都需要額外的元件來實現適當的信號偏置。如果不仔細考慮和執行，可能會遇到不穩定和其他問題。

電阻偏置的常見問題

單電源運算放大器應用存在固有的問題，這些問題在雙電源電路中通常不會遇到。根本問題是，如果信號要相對于“公共”擺動正負，則該零信號基準電壓必須在電源軌之間處于固定電平。雙電源的主要優點是其公共連接提供穩定的低阻抗零基準電壓源。兩個電源電壓通常相等且相反（并且經常跟蹤），但這不是絕對必要的。對于單電源，必須通過引入額外的電路來提供某種形式的偏置，以在適當的中間電源電壓下保持公共信號，從而人為創建這樣的節點。

由于通常需要對稱限制較大的輸出值，因此偏置通常建立于額定放大器輸出范圍的中點，或（為方便起見）在電源電壓的一半處建立。實現此目的的最有效方法是使用穩壓器，如圖 6 所示;然而，一種流行的方法是用一對電阻器分接電源電壓。雖然看起來很簡單，但它存在問題。

為了說明這個問題，圖1所示電路是一個交流耦合同相放大器，它有幾個設計弱點。信號以容性耦合方式輸入和輸出。交流耦合輸入的平均值偏置至Vs/2 由 R一個-RB分頻器對，帶內增益為G = 1 + R2/R1。通過將反饋與R1和C1建立的零點進行電容耦合，直流“噪聲增益”降低到單位，從而使輸出的直流電平等于偏置電壓。這樣可以避免由于放大器輸入失調電壓的過度放大而導致失真。放大器的閉環增益從高頻時的（1+R2/R1）滾降到直流時的單位增益，在f=1/[2π R1 C1]和f=1/[2π （R1 + R2） C1]處的斷路頻率，引入相移，增加與輸入和輸出耦合電路相關的相移。

圖1.潛在不穩定的單電源運算放大器電路。

這種簡單的電路還有其他潛在的嚴重限制。首先，運算放大器抑制電源電壓變化的固有能力是無濟于事的，因為電源電壓的任何變化都會直接改變V電壓。s/2電阻分壓器設定的偏置電壓。雖然這在直流時不會造成問題，但電源端子上出現的任何共模噪聲都會與輸入信號一起被放大（最低頻率除外）。增益為 100 時，20 毫伏的 60 Hz 紋波和嗡嗡聲將在輸出端放大至 1 伏電平。

更糟糕的是，在運算放大器必須向負載提供大輸出電流的電路中，可能會出現不穩定。除非電源得到良好的調節（并很好地旁路），否則電源線上將出現顯著的信號電壓。當運算放大器的同相輸入直接從電源線引用時，這些信號將直接反饋到運算放大器，通常以相位關系產生“摩托艇”或其他形式的振蕩。

雖然使用極其謹慎的布局、多電容電源旁路、星形接地和印刷電路板“電源層”都有助于降低噪聲并保持電路穩定性，但最好采用電路設計更改，以改善電源抑制。這里建議一些。

將偏置網絡與電源去耦

解決方案的一個步驟是旁路偏置分壓器，并提供一個單獨的輸入返回電阻，修改電路，如圖2所示。分壓器上的抽頭點現在由電容C2旁路交流信號，以恢復交流電源抑制。電阻 Rin 取代 Ra/2 作為交流信號的電路輸入阻抗，還為 + 輸入提供直流返回路徑。

圖2.去耦單電源運算放大器偏置電路。

R 的值一個和 RB當然應該盡可能低;此處選擇的 100 K 歐姆值旨在節省電源電流，就像在電池供電應用中可能希望的那樣。旁路電容值也應仔細選擇。帶 100k/100k 歐姆分壓器，用于 R一個和 RBC0的電容值為1.2μF或類似電容值，該網絡阻抗的-3dB帶寬，由R的并聯組合設置一個/ 1B和 C2，等于 1/[2π （R一個/2）C2] = 32 Hz。雖然這比圖1有所改進，但共模抑制降至32 Hz以下，允許在低信號頻率下通過電源進行大量反饋。這需要更大的電容器，以避免“摩托艇”和其他不穩定的表現。

一種實用的方法是增加電容器C2的值。使其足夠大，可以在電路通帶內的所有頻率上有效地旁路分壓器。一個好的經驗法則是將此極點設置為–3 dB輸入帶寬的十分之一，由R設置。在/C在和 R1/C1.

放大器在直流時的增益仍然是統一的。即便如此，仍需要考慮運算放大器的輸入偏置電流。R在，與 R 串聯一個/RB分壓器與運算放大器的正輸入端串聯時增加了相當大的電阻。使用具有對稱平衡輸入的普通電壓反饋運算放大器，可以通過選擇R2來平衡該電阻，從而保持運算放大器的輸出接近中間電源。

根據電源電壓的不同，在增加電源電流和提高放大器偏置電流靈敏度之間提供合理折衷的典型值范圍為+100 V或+15 V單電源的12 k歐姆，42 V電源的5 k歐姆和27.3 V的3 k歐姆。

專為高頻應用設計的放大器（尤其是電流反饋型）需要使用低輸入和反饋電阻，以便在存在雜散電容的情況下保持帶寬。AD811等運算放大器專為視頻速度應用而設計，采用1 k歐姆電阻供電R2時通常具有最佳性能。因此，這些類型的應用需要在R中使用更小的電阻值一個/RB分壓器（和更高的旁路電容）可最大限度地降低輸入偏置電流并避免低頻不穩定。

由于其低偏置電流，在采用現代FET輸入運算放大器的應用中，對平衡輸入電阻的需求并不大，除非電路需要在非常寬的溫度范圍內工作。在這種情況下，平衡運算放大器輸入端子中的電阻仍然是一種明智的預防措施。

圖3顯示了在反相放大器的情況下如何應用偏置和旁路。

圖3.去耦單電源反相放大器電路。

電阻分壓器偏置技術成本低，可將運算放大器的直流輸出電壓保持在VS/2，但運算放大器的共模抑制仍然取決于R形成的RC時間常數一個||RB和電容器 C2。使用至少 2 倍于輸入 RC 耦合網絡（R10/C1 和 R ）的 RC 時間常數的 C1 值在/C在）將有助于確保合理的共模抑制比。帶 100k 歐姆電阻器，用于 R一個和 RB，只要電路帶寬不太低，C2的實際值就可以保持相當小。

齊納二極管偏置

一種更有效的方式來提供必要的 VS單電源供電的偏置/2是使用齊納二極管穩壓器，如圖4所示。此處，電流通過電阻R提供給齊納二極管。 電容器CN有助于減少運算放大器輸入端出現的齊納噪聲。

圖4.采用齊納二極管偏置的同相單電源放大器。

應選擇工作電壓接近V的齊納二極管S/2.電阻器 RZ需要選擇以提供足夠高的電流，以使齊納在其穩定的額定電壓下運行，并保持齊納輸出噪聲較低。然而，最小化功耗（和加熱）并避免損壞齊納器也很重要。由于運算放大器輸入從基準電壓源吸收的電流很少，因此最好選擇低功耗二極管。額定功率為 250 mW 的設備是最好的，但更常見的 500 mW 類型也是可以接受的。理想的齊納電流因制造商而異，但實用 Iz500 μA（250 mW 器件）和 5 mA（500 mW 器件）之間的電平通常是此應用的良好折衷方案。

在齊納二極管的工作限值內，圖4所示電路基本上提供低基準電平阻抗，從而恢復運算放大器的電源抑制。好處是巨大的，但有一個代價：消耗更多的功率，運算放大器的直流輸出由齊納電壓固定，而不是V。S/2.如果電源電壓大幅下降，則大信號上可能會出現不對稱削波。此外，仍然需要考慮輸入偏置電流。電阻器 R在R2應接近相同的值，以防止輸入偏置電流產生很大的失調電壓誤差。

圖5是采用相同齊納偏置方法的反相放大器電路。

圖5.采用齊納二極管偏置的反相單電源放大器。

表1顯示了一些常見的齊納二極管類型，可以選擇這些類型為各種電源電壓電平提供中間電源偏置。為方便起見，實用的RZ提供的值用于提供電路 5 和 0 中的 5mA 和 4.5mA 器件電流。為了降低電路噪聲，可以參考制造商的數據手冊來選擇最佳齊納電流。

表 1.建議的齊納二極管部件號（摩托羅拉類型）和Rz值，用于圖4和圖5。

使用線性穩壓器的運算放大器偏置

對于采用+3.3 V標準工作的運算放大器電路，需要+1.65 V偏置電壓。齊納二極管通常只能提供低至+2.4 V的電壓，但1.225 V的AD589和AD1580帶隙并聯穩壓器可以像齊納二極管一樣使用，以低阻抗提供固定（但不是中心）電壓。在低阻抗（例如，VS/2）是使用線性穩壓器，如ADM663A或ADM666A，如圖6所示。其輸出可在1.3至16 V范圍內調節，并為2 V至16.5 V的單電源電壓提供低阻抗偏置。

圖6.采用線性穩壓器的運算放大器單電源偏置電路。

直流耦合單電源電路

到目前為止，只討論了交流耦合運算放大器電路。雖然使用合適的大輸入和輸出耦合電容，交流耦合電路可以在遠低于1 Hz的頻率下工作，但某些應用需要真正的直流輸入和輸出耦合。在低阻抗下提供恒定直流電壓的電路，例如上面討論的齊納二極管和穩壓器，可用于提供“接地”電壓。

或者，VS圖2至圖1的/3偏置電阻可由運算放大器緩沖，以提供低阻抗“幻象接地”電路，如圖7所示。如果低壓電池是電源，比如+3.3V，運算放大器應該是“軌到軌”器件，能夠在整個電源電壓范圍內有效工作。運算放大器還需要能夠提供足夠大的正或負輸出電流，以滿足主電路的負載要求。電容C2旁路分壓器以衰減電阻噪聲。該電路不需要提供電源抑制，因為它將始終以電源電壓的一半驅動公共端子（“接地”）。

圖7.使用運算放大器為電池供電的直接耦合應用提供“幻象接地”。

電路導通時間問題

需要考慮的最后一個問題是電路導通時間。近似導通時間取決于所使用的最低帶寬濾波器的RC時間常數。

此處所示的無源偏置電路都需要 R一個||RB-C2分壓器網絡具有比輸入或輸出電路長10×的時間常數。這是為了簡化電路設計（因為最多三個不同的RC極點設置輸入帶寬）。這個長時間常數還有助于防止偏置網絡在運算放大器的輸入和輸出網絡之前“開啟”，從而允許運算放大器的輸出從零伏逐漸爬升至VS/2無需驅動至正電源軌。所需的 3 dB 轉折頻率是 R1C10 和 R 的 1/1負荷C外.例如：在圖2中，對于10 Hz的電路帶寬和10的增益，2 μF的C3值提供3 Hz的1 dB帶寬。

與 R一個||RB=50，000 歐姆，一個 3μF 電容器可提供 0.15 秒的 RC 時間常數。因此，運算放大器的輸出大約需要0.2至0.3秒才能合理接近V。S/2.同時，輸入和輸出RC網絡，充電速度將提高十倍。

在電路導通時間可能過長的應用中，齊納或有源偏置方法可能是更好的選擇。

審核編輯：郭婷