作者：Paul Hendriks, Richard Schreier, and Joe DiPilato

移動無線電用于公共安全和緊急服務（如警察、消防和救護車）以及私人服務，如車隊管理。為了提供增強的服務，以及提高頻譜效率和覆蓋范圍，這些無線電的設計已從傳統的基于模擬的調制方案（如FM和PM）轉向數字調制方法。

這些無線電的接收器必須能夠在存在大干擾信號的情況下準確數字化低電平高頻信號。在使用某些窄帶移動標準的無線電中，干擾信號可能比所需信道大70 dB，頻率偏移小至25 kHz。由于這些系統通常不是蜂窩系統，因此移動無線電的地理覆蓋范圍也是一個重要特征 - 它們必須具有出色的靈敏度，以恢復來自覆蓋范圍邊緣用戶的低電平信號。更復雜的是，這些無線電通常是便攜式的，使用率很高;他們要求使用更小、壽命更長的電池來降低功耗。

為了幫助設備設計人員，ADI公司推出了AD9870 IF數字化子系統，該IC旨在滿足移動無線電和類似窄帶無線電應用的苛刻要求，采用超外差架構，采用模擬和/或數字調制方案。AD9870集成了整個IF條，外部元件極少。它可以接受頻率高達300 MHz、帶寬高達150 kHz的IF信號，并提供包含16位I和Q數據的串行數據輸出，然后可以使用主機處理器對其進行解調。AD9870適用于基站和用戶單元，兼具基站所需的動態范圍和便攜式無線電所需的低功耗。

所有接收器的最大問題是動態范圍

接收器的動態范圍決定了其在存在較大信號（稱為阻塞和干擾源）的情況下恢復低電平信號的能力。圖1顯示了可以降低任何無線電接收器有效動態范圍的各種源。

圖1.所有接收器的“大問題”是動態范圍！

目前假設頻譜中存在的唯一信號是“小目標信號”。最小可檢測信號或靈敏度將由信號帶寬（B）、接收器的檢測閾值（SNR）決定最低）、接收器的噪聲系數 （NF） 和固有熱噪聲限制 （kTB）。在290 K的溫度下，靈敏度可以用以下公式估算：

敏感性 = 信 噪 比最低+ 10log（B）+NF+（-174 dBm/Hz）

以下是一些潛在的噪聲源：

如果在下變頻到低于工藝技術的1/f轉折頻率之前，對目標信號施加的增益不足，則低頻1/f噪聲就會成為一個問題。由失調和二階失真引起的直流元件也可能是有問題的。

大干擾源可以通過接收器LO的相位噪聲將其能量分布在很寬的頻率范圍內，通過稱為“倒易混頻”的過程。干擾源越大，離目標信號越近，目標信號就越有可能被這種噪聲傳遞機制破壞。此外，如果該干擾源足夠大，足以在接收器的前端電路中引起非線性，則雜散分量可能會混回目標信號的通帶中。“半中頻”問題是困擾二階線性度差的接收器的特殊情況，其中落在LO和目標信號之間的干擾產生二階分量，該分量與LO的二次諧波混合以產生落在目標信號上的雜散。接收器的IIP2規格允許接收器設計人員量化“半中頻”雜散。干擾源電平之間的差異或Δ，P在，得到的二階雜散為 IIP2 – P在.AD2的IIP45為9870 dBm，基本上不受這種“半中頻”問題的影響。

兩個等間距頻率偏移的大干擾源（即f0+ δ 和 f0來自目標信號的+ 2Δ）將通過互調過程導致雜散分量落在目標信號的頂部。在這種情況下，接收器的線性度在其IIP3規范中得到體現，數字越大，表示對三階交調的容差越高。兩個相等干擾源之間的差值或Δ，P在，所得的三階互調分量為 3 × （IIP2 – P在).AD9870具有–3 dBm的IIP1，因此在降低接收器靈敏度之前可承受高達–45 dBm的干擾。

超外差架構

為了應對會降低接收器恢復目標低電平信號能力的大干擾源，使用超外差架構將RF信號轉換為一個或多個中頻（IF），其中對相鄰干擾信號進行濾波以及目標信號的放大和增益控制更為實用。超外差方案自第一次世界大戰以來一直被采用，迄今為止一直是最受歡迎的無線電接收器架構。采用這種架構的通用版本（窄帶數字接收器中很常見）如圖2所示。

圖2.數字接收器的典型超外差架構。

在RF-IF下變頻之前，帶選擇濾波器（雙工器）和/或鏡像抑制濾波器選擇目標信號工作的整個RF頻段。低噪聲放大器（LNA）在下變頻之前放大預期的RF頻段，對于確定接收器的靈敏度至關重要。除目標信號外，RF混頻器之后的下變頻IF頻譜通常還包含不同強度的信號陣列。通道選擇和放大發生在IF：目標信號通過一個或多個晶體或SAW型無源濾波器從其他信號中選擇。濾波后，目標信號經過進一步放大，其信號強度通過AGC環路穩定在預設水平，以優化正交解調過程。在許多數字接收器中，IF模擬正交調制器將IF信號分離成正交基帶I和Q分量，然后由雙通道ADC進行數字化處理。在這種情況下，解調信號的調制精度對正交調制器和雙通道ADC中的模擬失調、正交LO失配和I/Q增益失配非常敏感。

AD9870架構

AD9870 IF數字化子系統集成了大部分IF、基帶和一些數字后處理功能模塊，降低了典型超外差接收器的復雜性，如圖3所示。

圖3.AD9870簡化了數字接收器，同時提高了性能。

AD9870與典型的超外差架構不同，它采用寬動態范圍帶通Σ-Δ型ADC對第二中頻信號以及任何相鄰干擾源進行采樣。目標中頻信號的解調以數字精度和穩定性執行，而附近的侵入干擾源可以通過數字濾波進行抑制。

圖4顯示了AD9870的功能框圖。LNA和混頻器的作用類似于超外差架構的RF部分，用于放大和下變頻以第一中頻為中心的目標信號，使其下變頻為適合帶通ADC數字化的較低第二中頻。

圖4.AD9870的功能框圖顯示了集成度。

LNA和混頻器提供約10.5 dB增益，同時保持系統動態范圍，輸入噪聲系數為9 dB，三階截調截點為3 dBm。高輸入阻抗（0歐姆）簡化了與晶體或SAW濾波器的接口。片內LO PLL頻率合成器可與外部環路濾波器和VCO結合使用，以產生可調諧LO頻率。

第二中頻信號正好以帶通ADC采樣速率的2/1為中心（即如果2= ?時鐘/8） 以允許簡單的 ?s/8數字正交解調方案。下變頻至第二中頻后，信號由可調諧（和可編程）有源三階抗混疊濾波器（AAF）處理，以抑制可能出現在采樣ADC混疊頻帶內的信號（即N × ?時鐘/8 ± ?時鐘/8.AAF 調諧電路可以支持 13 至 18 MHz 之間的 ADC 采樣速率，通常將 3dB 截止頻率設置和調諧至略高于第二個 IF （即 ?-3分貝=?時鐘/3.2).

AAF 中內置一個可變增益放大器 （VGA），可提供高達 26 dB 的增益范圍（圖 5）。VGA增益擴展了AD9870的動態范圍，可以直接編程，也可以通過自動增益控制（AGC）環路進行控制。AGC環路通常在強信號條件下調用，通過在ADC輸入端保持可編程固定信號電平來防止A/D轉換器“過載”或削波。AD9870采用高效的混合方法實現AGC功能，如圖5所示：模擬域和數字域協同工作，進行信號估計和控制。

圖5.“混合”AGC控制環路擴展了AD9870的動態范圍。

當強目標信號或干擾源落在第一級20倍數字濾波器的帶寬內時，對信號進行數字估計，并與編程參考電平（AGCR）進行比較。兩級之間的差值被饋送到數字積分器，數字積分器更新控制DAC以調整VGA的模擬電壓。由于無法準確估計落在第一級數字濾波器通帶之外的強干擾源，因此基于簡單差分比較器的模擬環路監視ADC的輸入，并在任何超量程條件下控制環路，以降低VGA增益。

外部電容器用于平滑DAC的轉換，其時間常數由其電容和DAC的內部源電阻確定。R-C截止頻率通常設置在控制系統的環路帶寬之外，以確保對環路動態進行連續的數字控制。控制環路帶寬可通過數字方式編程，攻擊和衰減時間可在很寬的范圍內變化，并能夠對任何過載條件做出反應。

任何包含VGA的窄帶接收器信號鏈的瞬時動態范圍取決于VGA的特定增益設置，因為信號路徑中每級貢獻的噪聲與“整體”輸入參考噪聲的比值隨著前一級增益的增加而降低。這意味著由噪聲系數NF描述的輸入噪聲通常由前幾級（即LNA和混頻器）主導，信號鏈末端的噪聲源（即ADC）對系統噪聲系數的影響最小，前提是這些模塊之間有足夠的增益。

圖6.AD9870的動態范圍取決于VGA設置。

對于AD9870，VGA的增益在25 dB范圍內標稱可調。圖6顯示了當目標信號（或干擾源）的輸入功率從–9870 dBm增加到–85 dBm時，VGA增益設置如何影響AD23的噪聲系數。在小信號條件下，VGA設置為最大增益;AD9870的噪聲系數由LNA/混頻器和VGA的輸入噪聲決定。但是，隨著信號功率的增加，它會達到VGA增益開始降低的點（取決于AGC基準電平），以防止ADC削波。此時，隨著信號功率的進一步增加，VGA增益降低，dB對dB。此外，在此區域中，ADC的輸入信號電平保持不變，ADC的噪聲開始占主導地位，因此系統的NF也會以每dB1 dB的速率下降。隨著信號功率的持續增加，達到VGA增益設置為絕對最小值的點（即–26 dBm），ADC輸入端的信號電平進一步增加，直到發生削波（即–24 dBm）。

AD9870的“核心”是其帶通Σ-Δ型ADC（圖2），它使低中頻數字化方法在IC中變得可行且實用，適用于需要高動態范圍和最小功耗的無線電系統。該ADC與后端數字抽取濾波器一起，在7 kHz帶寬內實現了近14.5 ENOB的性能，同時對頻率高達10.2 MHz的信號進行采樣。它實現了這些規格，同時從25.13 V電源僅消耗3 mA電流。

圖7.多位四階帶通 E-Δ ADC 可在 ? 處產生深陷波時鐘/8.

Σ-Δ ADC基于一個四階開關電容、多位調制器，由兩個級聯諧振器組成，在噪聲傳遞函數（NTF）中提供兩對復數零點，落在?附近時鐘/8.這些復零點在2nd-IF頻率的位置以及多位反饋路徑有助于確保窄區域內的低本底噪聲（?的±3.3%時鐘/8） 在第二個中頻頻率附近。

來自ADC的數字輸出數據饋入AD9870的數字信號處理部分（圖8）。本節包括一個?時鐘/8復數（或正交）解調器，后跟三個線性相位FIR濾波器。復數解調器分離目標二中頻信號，中心位置為 ?時鐘/8，在濾波前放入其I/Q元件中。

圖8.數字正交解調，后接可編程抽取濾波器，提供基帶I/Q數據。

復數解調器的輸出頻譜由目標信號（現在以“dc”為中心）以及模擬域中未充分濾除的任何不需要的干擾源和/或噪聲組成。一系列抽取濾波器去除了這些不需要的成分，同時根據目標通道的帶寬降低了數據速率。根據調制方案，復數數據速率（因此抽取因子）設置為至少比通道帶寬大兩倍，以允許進一步的后處理。DEC1 和 DEC2 均使用級聯四階梳狀濾波器拓撲;DEC4 的抽取因子可由用戶編程，以適應不同的通道帶寬。DEC2 是一個十進制乘 3 FIR 濾波器;它設置復合濾波器的近內在過渡帶特性。DEC3的16位I和Q輸出被饋入同步串行接口（SSI）功能，該功能將數據格式化為串行位流，并將其他可選信息（如AGC、信號強度和同步）嵌入到位流中。

審核編輯：郭婷