輸入傳感器或傳感器分為有源或無源。無源傳感器，如熱電偶或光電二極管（在電壓輸出模式下）是雙端口器件，可將物理能量直接轉換為電能，無需激勵源即可產生輸出信號。有源傳感器（如一般的有源電路）需要外部激勵源。例如基于電阻的傳感器，例如熱敏電阻、RTD（電阻溫度檢測器）和應變計;它們需要電流或電壓進行激勵才能產生電輸出。

本文將研究可用于有源傳感器/換能器應用的各種激勵方法，并將展示一些典型電路。討論包括使用電流和電壓的交流和直流激勵技術的優缺點。使用數據采集系統精確測量低電平模擬信號通常需要的不僅僅是將傳感器的輸出連接到信號調理電路，然后再連接到模數轉換器。為了在測量系統中保持高分辨率和高精度，設計人員必須謹慎選擇傳感器的激勵源，以及用于將低電平模擬信號從傳感器傳輸到A/D轉換器的現場布線方案。圖1顯示了基于傳感器的數據采集系統的通用框圖。在這些系統中采集的數據的完整性取決于此處所示模擬信號路徑的所有部分。

圖1.典型的基于傳感器的數據采集系統。

對于給定的激勵源，系統設計人員面臨著測量輸出信號和處理可能出現的問題的挑戰。例如，布線電阻和噪聲拾取是與基于傳感器的應用相關的最大問題之一。有多種測量技術可供使用，以尋求測量系統的最佳性能。主要選擇包括比率式與非比率式操作，以及 2 線與 3 線和 4 線開爾文力/傳感連接。

激勵技術

有源傳感器可以使用受控的電流或電壓進行激勵。電壓和電流激勵之間的選擇通常由設計人員自行決定。在數據采集系統中，恒壓激勵用于應變和壓力傳感器的情況并不少見，而恒流激勵用于激勵電阻傳感器，如RTD或熱敏電阻。在嘈雜的工業環境中，電流激勵通常更可取，因為它具有更好的抗噪性。

交流或直流激勵源可用于傳感器應用;每個都有優點和缺點。與直流勵磁相關的優勢包括實現簡單和低成本。直流激勵的缺點包括難以將實際信號與由于偏移和寄生引起的熱電偶效應引起的不需要的直流誤差分開。直流偏移不是固定的;由于溫度漂移以及熱噪聲源和1/f噪聲源，它們的變化不可預測。

雖然交流勵磁技術的實現成本更高，但它們提供了許多性能優勢。交流激勵的工作方式類似于精密放大器中使用的斬波方案;它被有利地用于傳感器信號調理電路，以消除失調誤差，平均1/f噪聲并消除寄生熱電偶引起的影響。隨著對1/f噪聲靈敏度的降低，可以用低得多的激勵電流或電壓產生可識別的輸出信號。激勵的減少意味著電阻傳感器中電流的自熱效應可以大大降低。由于涉及的帶寬相對較窄，因此交流激勵也可能比直流激勵提供更大的RF干擾抗擾度。

選擇激勵源有兩個主要因素，可以提高整體系統性能。首先，分辨率：激勵的大小應足以使被測變量的最小變化從傳感器產生足夠大的輸出，以克服系統中的噪聲和偏移。其次，功率水平：如果傳感器是阻性的，設計人員必須確保流過傳感器的激勵電流的自熱效應不會對測量結果產生不利影響。

比率操作與非比率操作

圖2顯示了橋式傳感器應用中的比例配置。傳感器激勵和A/D轉換器使用相同的基準電壓源。激勵的給定百分比變化被轉換過程中的相同百分比變化所抵消（反之亦然）。ADC 輸出代碼 D外，是轉換器輸入 AIN 與其參考 VREF 之比的數字表示。由于轉換器的輸入及其基準電壓源來自同一激勵源，因此激勵的變化不會引入測量誤差。因此，在比率式配置中，如果傳感器測量的變量不變，ADC的數字輸出代碼不受電橋激勵變化的影響。

因此，無需精確的穩定參考即可實現精確測量。比率操作非常強大;它允許使用系統模擬電源進行測量和控制，以獲得獨立于基準電壓源或激勵電源穩定性的精度。由于大多數ADC的電源抑制相當高，因此電源電壓漂移不會對測量產生不利影響。

圖2.橋式傳感器應用中的比率操作。

圖3顯示了直流非比例操作的缺點。它顯示了橋式傳感器應用中的典型非比率配置。與前面的應用一樣，ADC輸出一個數字代碼D外，AIN與VREF的比率。在本例中，輸出代碼對電橋激勵和基準電壓之間的相對變化很敏感。激勵電壓結果的任何變化都是ADC看到的模擬輸入電壓的變化。由于基準電壓源與激勵無關，因此數字輸出代碼將反映變化的激勵。非比率電路主要適用于需要根據絕對基準進行測量的應用，或者單個轉換器為各種不相關的模擬輸入提供服務的應用。由于基準、激勵等的變化不會被移除，但會反映在測量中，因此大多數應用都需要高精度、精密和穩定的基準電壓源和激勵源。

圖3.橋式傳感器應用中的非比率操作。

在設計高分辨率數據采集系統時，設計人員應始終牢記比率式操作的成本效益，只要可行。

接線配置

在溫度測量應用中，當連接到電阻傳感器（如RTD和熱敏電阻）時，可以使用多種接線配置。基本的 2 線、3 線和 4 線連接如圖 4 所示。為什么這些格式具有各種復雜性和成本？如果不采取適當的預防措施來消除引線電阻，特別是在低電阻100W RTD應用中，引線電阻可能會引入嚴重的測量誤差。在RTD電路中，受控（通常是恒定的）電流通過傳感器，該電阻的電阻隨溫度逐漸、重復且近似線性增加。隨著電阻的增加，其壓降也會增加，雖然很小，但可以毫無困難地測量。

在理想應用中，測量的電壓應僅包括傳感器本身電阻的增加。但實際上，特別是在雙線配置中，測量點傳感器端子之間的實際電阻包括傳感器和引線的電阻。如果引線電阻保持不變，則不會影響溫度測量。但是，導線電阻確實會隨溫度而變化;隨著環境條件的變化，導線電阻也會發生變化，從而引入誤差。如果傳感器是遠程的并且導線很長，則在RTD應用中，這種誤差源將非常重要，其中傳感器標稱值為100 W或1 kW，增量變化通常為0.4%/°C。 熱敏電阻應用中的標稱傳感器電阻值高于RTD，由于引線產生的誤差較小，因此對引線電阻的敏感度往往較低。

圖4.基于電阻的傳感器的典型接線配置。

左圖所示的2線配置是上述三個系統中精度最低的，因為引線電阻2RL及其隨溫度的變化會導致明顯的測量誤差。例如，如果每根導線的引線電阻為0.5 W，則RL會在電阻測量中增加1 W誤差。使用100W RTD，a = 0.00385/°C，電阻表示初始誤差為1 W/（0.385W/°C）或2.6°C，引線電阻隨環境溫度的變化會導致進一步的誤差。

圖3中的4線配置比2線配置有了顯著的改進，因為省去了一根載流引線。如果返回V（+）的測量線饋入高阻抗節點，則該導線中沒有電流流動，也不會引入接線錯誤。但是，RTD返回線到V（-）和I（-）的引線電阻和熱特性仍然會引入誤差，因此誤差已減少到雙線系統中誤差的一半。

與4線和4線配置相比，圖2中的3線配置在精度和簡單性方面提供了最佳性能。在此應用中，通過測量RTD的溫度來消除引線電阻和熱加熱效應引起的誤差。來自RTD的返回線通常由高阻抗電路（放大器/模數轉換器）緩沖，因此返回線中沒有電流流動，也不會引入誤差。

如果有兩個匹配的電流源可用，則可以設計出基本上消除任何接線電阻或熱效應的3線系統。使用AD7711轉換器的示例如圖5所示。激勵由來自上部 200μA 電流源的電流提供，電流流過連接線 RL1 的電阻。較低的電流源提供流過另一根測量導線的電流，電阻為RL2，產生與RL1兩端的壓降基本相等且相反的壓降，在差分測量時將其抵消。兩個電流的總和無害地通過返回線（RL3）流向地（差分測量忽略共模電壓）。流過 200.12kW 串聯電阻器的 5μA 電流產生一個電壓，用作轉換器的基準，從而提供比率測量。

圖5.消除 3 線 RTD 應用中由現場接線電阻引起的誤差。

AD7711是一款高分辨率Σ-Δ型ADC，可將RTD的電壓轉換為數字電壓。AD7711是本應用的理想選擇;它提供 24 位分辨率、片內可編程增益放大器和一對匹配的 RTD 激勵電流源。從示例中可以明顯看出，無需額外的信號調理組件即可構建完整的解決方案。

交流勵磁

圖6顯示了橋式傳感器應用中與直流激勵和測量相關的一些系統誤差源。在該橋式電路中，無法區分放大器的直流（和低頻）輸出中有多少實際上是來自電橋，有多少是由誤差信號引起的。除非使用某種方法將實際信號與這些誤差源區分開來，否則無法處理由1/f噪聲、寄生熱電偶和放大器失調引入的誤差。交流勵磁是解決這個問題的好方法。

圖6.與橋式傳感器測量系統中的直流激勵相關的誤差源。

來自橋式換能器的信號通常很小，這取決于激勵。如果激勵為5 V，電橋靈敏度為3 mV/V，則最大輸出信號為15 mV。這些低電平信號提供的信息的劣化源包括噪聲（熱噪聲和1/f噪聲）、寄生熱電偶電壓和放大器失調誤差。例如，寄生熱電偶存在于正常電路布線中。如果整個電路存在熱梯度，錫鉛焊料和銅 PC 板走線之間的結點可能會引入 3 至 4 μV/°C 的熱電偶效應。電路板的銅跡線和放大器的科瓦爾引腳之間也存在熱電偶結，電壓誤差高達35 μV/°C。 在高分辨率數據采集系統中，這些熱電偶誤差以及放大器失調誤差和系統中的噪聲都會產生顯著的直流和低頻誤差。

交流激勵是將這些誤差與信號分離的有效方法。通過使用方波進行交流激勵，激勵信號的極性在測量之間反轉，可以有效地消除感應直流誤差。這種斬波方案還具有消除1/f噪聲的效果，在這些應用中，<>/f噪聲在低頻（直流至幾Hz）下占主導地位。

圖7.采用交流激勵的典型電橋配置。

圖7顯示了如何配置電橋的交流激勵。電橋激勵電壓的極性在交替周期上反轉，使用晶體管Q1至Q4執行開關。所有感應直流和低頻誤差都歸為EOS。在第 1 階段，Q1 和 Q4 處于打開狀態，而 Q2 和 Q3 處于關閉狀態;輸出 VOUT 由 （V一個+ E操作系統).在第2階段，Q2和Q3導通，Q1和Q4關斷，輸出V外，由 （-V 表示）一個+ E操作系統).實際輸出是兩相之和，給出 V外= 2 × V一個.交流激勵的控制信號必須是非重疊時鐘信號。該方案消除了與直流激勵相關的誤差，但代價是更復雜的設計。

圖8所示為使用橋式傳感器ADCAD7730的橋式傳感器應用，其中包括實現交流激勵并在激勵開關后產生計算輸出結果所需的所有必要電路。

圖8.采用AD7730 Σ-Δ轉換器的交流激勵電橋應用

AD7730 Σ-Δ型ADC是一款完整的模擬前端，適用于電子秤和壓力測量應用。采用+5 V單電源供電，可直接接受來自傳感器的低電平信號，并輸出串行數字字。輸入信號基于模擬調制器施加到專有的可編程增益前端。具有可調濾波器截止時間、輸出速率和建立時間的低通可編程數字濾波器處理調制器輸出。有兩個緩沖差分可編程增益模擬輸入和一個差分基準輸入。它接受 10 mV 至 80 mV 滿量程的四個單極性和雙極性模擬輸入范圍。

可直接實現的峰峰值分辨率為1，230個計數中的000個。片內 6 位 DAC 允許在電子秤應用中補償皮重電壓。該器件的串行接口可配置為三線操作，并與微控制器和數字信號處理器兼容。AD7730內置自校準和系統校準選項，失調漂移小于5 nV/°C，增益漂移小于2 ppm/°C。 有了這種水平的漂移性能，通常不需要在現場進行校準。

在圖8中，晶體管Q1至Q4執行激勵電壓的切換。這些晶體管可以是分立匹配的雙極或MOS晶體管，也可以使用專用的橋式驅動器芯片（如Micrel的4427）來執行任務。

由于模擬輸入電壓和基準電壓在交替周期內反轉，因此AD7730必須與激勵電壓的反轉同步。對于同步開關，它提供用于切換激勵電壓的邏輯控制信號。這些信號是非重疊的CMOS輸出，ACX和ACX。交流激勵遇到的問題之一是開關后模擬輸入信號的建立時間，特別是在從橋到AD7730有長引線的應用中。轉換器可能會產生錯誤的數據，因為它正在處理未完全建立的信號。因此，用戶可以在ACX信號切換和模擬輸入數據處理之間編程高達48.75 μs的延遲。AD7730還根據輸出更新速率調整ACX開關頻率。這避免了以不必要的快于系統要求的速率切換網橋。

AD7730能夠處理與激勵電壓相同的基準電壓，這在交流激勵中特別有用，因為基準輸入端的電阻分壓器配置會增加與開關相關的建立時間。

交流激勵可以有效地用于消除使用電阻傳感器的溫度測量應用中的自熱效應。當使用RTD測量溫度時，激勵電流本身（無論多么小）會產生I2R或焦耳熱，產生的指示溫度略高于被測溫度。自熱程度在很大程度上取決于RTD浸入的介質。RTD在靜止空氣中會自熱到比在流動水中高得多的溫度。

對于常用的直流激勵，通過傳感器的激勵電流必須足夠大，以便要測量的最小溫度變化導致電壓變化超過系統的系統噪聲、失調和漂移。克服這些誤差所需的激勵電流通常為1mA或更大。RTD中的功耗會導致其溫度升高，從而在測量中引入漂移誤差，從而降低系統精度。例如，將 1mA 直流激勵源與自熱效應為 1.0°C/mW 的 05kW RTD 配合使用會導致 0.5°C 的漂移誤差。

由于交流激勵源將減少失調和漂移效應，因此在許多應用中可以使用小得多的激勵電流。因此，降低激勵電流不僅降低了RTD中的自熱效應（按電流減小的平方！如上所述，它還減少了相關的直流和低頻輸出誤差。

圖9.消除使用交流激勵和AD7730 ADC的RTD溫度測量應用中的自熱效應。

圖9所示為用于交流激勵RTD測量的高分辨率Σ-Δ轉換器AD7730。在本應用中，AD7730采用分離電源工作，即視音頻DD和DVDD處于不同的電位，AGND和DGND處于不同的電位。有了這種安排，AVDD或DVDD不超過AGND5.5V。因此，當使用 ±2.5V 模擬電源時，DVDD相對于數字地（即系統地）必須限制在+3 V。

AD7730的ACX輸出控制本應用中的電流反轉，相對于AVDD和AGND用品。當ACX為高電平時，100 μA的電流沿一個方向流過RTD;當ACX為低電平時，100μA電流以相反方向流過RTD。開關極性電流源采用標準電壓-電流轉換配置中的運算放大器U1和U2開發。AD7730配置為交流激勵模式，在其ACX輸出端產生方波。在轉換過程中，ADC獲取兩個轉換結果（ACX信號的每個相位一個），并在ADC內組合它們，以產生一個代表測量溫度的數據輸出字。

例如，如果ACX信號第一階段的RTD輸出為10 mV，并且寄生熱電偶導致1 mV電路引起的直流誤差，則ADC測量11 mV。在第二階段，激勵電流反轉，ADC從RTD測量-10 mV，再次看到+1 mV直流誤差，在此階段提供-9mV的ADC輸出。這些測量在ADC （11 mV-（-9mV）/2= 10mV）內處理，從而消除了系統內的直流引起的誤差。如圖100所示，交流激勵允許在RTD應用中有效使用9 μA附近的電流，從而大大降低自熱效應。

由于轉換器的基準電壓是使用激勵電流產生的，因此RTD的電阻是按比例測量的。因此，電壓-電流轉換器中的外部電阻值不會影響系統精度，因為驅動電流的精確值并不重要，約為1%。因此，100 ppm/°C 電阻就足夠了。但是，RREF的電阻（利用電流產生ADC基準電壓）必須在整個溫度范圍內保持穩定，以避免測量輸出中由基準電壓源引起的誤差。通過所示電路，可以輕松適應-200°C至+200°C的測量溫度范圍。

由于如果斬波是在線頻率（50或60 Hz）下，線頻拾取會產生偏移，因此建議在異步57 Hz（發生濾波器零點）下進行斬波器操作。在單極性16-7730 mV范圍內使用AD0，更新速率為20 Hz時，可實現57位峰峰值分辨率。在RTD應用中使用AD7730的另一個重要優勢是其對輻射電場和快速瞬態脈沖群（EFT）的抗擾度。在嘈雜環境中工作時，建議在斬波模式下使用AD7730。AD7730采用的斬波器穩定技術可消除失調并最大限度地減小失調漂移。當AD7730工作在CHOP模式時，信號鏈（包括第一級濾波器）被斬波。這會將整體漂移性能降低至5 nV/°C以下。 AD7730可在1 MHz至3 GHz范圍內存在電場（30 V/m至1 V/m）的情況下工作，在整個頻率范圍內具有平坦的偏移。在不斬波的情況下，偏移性能在電場存在下會降低，并隨頻率漂移。

總結

在設計高分辨率數據采集系統時，必須謹慎選擇激勵方法、傳感器的激勵源以及用于將低電平模擬信號從傳感器傳輸到A/D轉換器的現場布線方案。

傳感器可以用交流或直流電流或電壓激勵。直流比交流更廣泛用于勵磁，因為使用直流勵磁的系統更容易實現和故障排除;但它們有許多缺點。傳感器的激勵幅度必須足夠，以便要測量的最小變化導致電壓變化超過系統的噪聲、失調和漂移。

如果預計會出現較大的直流誤差和低頻噪聲，則交流勵磁很有用。激勵源交替接通，測量和平均所得幅度以提供轉換結果。因此，交流激勵消除了信號鏈中1/f噪聲和直流引起的寄生熱電偶效應的影響。這樣可以大大減少激勵，從而減少基于電阻的傳感器中自發熱引入的誤差。這些好處通常超過實施成本略高的缺點，以及在進行測量之前必須注意確保充分沉降的缺點。

可根據所需的精度選擇傳感器接線配置，涉及 2 至 4 根電線。四線配置通過消除由于引線電阻和接線中的熱效應引起的誤差來提供最佳精度。系統可以配置公共激勵和基準（比率式）或獨立基準（非比率式）。比率式是首選，因為它允許測量和控制精度高于基準電壓源或激勵電源的穩定性。測量對激勵變化不敏感。

結論：在可能的情況下，高分辨率數據采集系統的最佳設計應使用4線配置，并利用比率操作和交流激勵的優勢。

作者

審核編輯：郭婷