作者：Sridhar Gurram, Oliver Brennan, and Tim Wilkerson

長期以來，在 MP3 播放器、個人媒體播放器、數碼相機和其他便攜式消費類應用中實現高性能和低功耗一直是設計人員面臨的挑戰。這些電池供電系統通常采用嵌入式數字信號處理器（DSP），以便在處理多媒體應用時實現最大處理能力，在睡眠模式下實現最低功耗。電池壽命在手持式電池供電產品中至關重要，因此其成功與否直接關系到電源系統的效率。

降壓DC-DC開關穩壓器是此類系統的關鍵組件，可有效地從較高電壓（例如1.4 V）獲得低電源電壓（例如5 V）。作為穩壓器，它必須保持恒定電壓，快速響應上游電源或負載電流的變化。我們將在這里討論一種提供良好調節、高效率和快速響應的架構。

開關穩壓器剖析

圖1所示為使用ADI公司低占空比、2102 MHz、同步降壓轉換器ADP3的典型應用電路。它提供多種固定輸出和電阻可編程電壓選項。它以固定電壓配置連接，從 0.8V 輸入電壓產生穩定的 5.5V 輸出并驅動 300mA 負載。接下來將提供一個電阻可編程應用示例。

圖1.ADP2102連接后，從0.8 V輸入產生5.5 V輸出。

以下是電路操作的簡要說明：將直流輸出電壓的一小部分與誤差放大器中的內部基準進行比較，誤差放大器的輸出與電流檢測放大器的輸出進行比較，以驅動單觸發，該電流導通一段時間取決于VOUT/VIN比。單觸發打開上部門控晶體管，電感L1中的電流斜坡上升。當單次超時時，晶體管關閉，電流斜坡下降。在由最小關斷定時器和最小（“谷值”）電流確定的間隔后，單次再次脈沖。片內單觸發定時器采用輸入電壓前饋，以在穩定狀態下保持恒定頻率。

這種振蕩無限期地持續（大約3 MHz，但根據需要偏離以響應瞬態線路和負載變化），將輸出電壓保持在編程值，平均電感電流保持在輸出負載所需的值。

上述方法相對較新。多年來，DC-DC轉換的主要方法是恒定頻率峰值電流方法，在降壓DC-DC轉換器中實現時也稱為后沿調制。

ADP2102還包括欠壓鎖定、軟啟動、熱關斷、短路保護和±1%反饋精度。這種架構允許主開關的導通時間低至或低于60 ns。

圖2顯示了各種條件下的典型波形。圖2a顯示了伴隨從V大幅降低電壓而來的低占空比在= 5.5 V 至 V外I 時為 0.8 V負荷= 600 mA。從圖中可以看出，開關頻率為45 MHz時，實現的最小導通時間為3 ns。

圖2b顯示了負載電流階躍增加300 mA時的負載電流和電感電流。

圖2c顯示了負載電流階躍降低300 mA時的負載電流和電感電流。

圖2d顯示，當器件以50%占空比工作時，沒有次諧波振蕩，這對于使用峰值電流模式控制的器件來說是一個問題。這種不受次諧波振蕩影響的情況也適用于略大于或小于50%的占空比值。

圖 2a. V在= 5.5 V， V外= 0.8 V，最小導通時間 = 45 ns。

圖 2b.正負載瞬態響應（I負荷= 300 mA）。

圖 2c.負負載瞬態響應（I負荷= 300 mA）。

圖 2d.占空比 = 50%, VIN = 3.3 V, VOUT = 1.8 V, ILOAD = 300 mA.

DSP應用中的動態電壓調整

在采用數字信號處理器（DSP）的便攜式應用中，開關轉換器通常提供DSP的內核電壓和I/O軌。兩種電源都需要專為電池應用設計的高效率DC-DC轉換器。提供內核電壓的穩壓器必須能夠根據處理器的時鐘速度或軟件的指示動態改變電壓。較小的整體解決方案尺寸也很重要。

這里描述的是系統電源效率的改進，可以通過用外部高效穩壓器替換Blackfin處理器的內部穩壓器來實現電池供電應用。還介紹了用于外部穩壓器的控制軟件。

動態電源管理

處理器的功耗與工作電壓的平方成正比（V核心） 并與工作頻率 （F ） 成線性比例西 南部).因此，降低頻率將線性降低動態功耗，而降低內核電壓將呈指數級降低。

當DSP只是監視活動或等待外部觸發時，在功耗敏感型應用中改變時鐘頻率（而不是電源電壓）非常有用。然而，在高性能電池供電的應用中，僅改變頻率可能無法節省足夠的功率。Blackfin處理器和其他具有高級電源管理功能的DSP允許內核電壓隨著頻率變化而變化，從而為每種情況尋求電池的最佳負載。

ADSP-BF53x系列Blackfin處理器中的動態電壓調節通常通過內部電壓控制器和外部MOSFET實現。這種方法的優點是，可以將單個電壓（VDDEXT）施加到DSP子系統，而DSP則從MOSFET獲得必要的內核電壓（VDDINT）。內部寄存器允許通過軟件控制穩壓內核電壓，以便協調MIPS以及最終消耗的能量，以實現最佳的電池壽命。

為了完全實現這種內部Blackfin穩壓器方案，需要一個外部MOSFET、一個肖特基二極管、一個大電感器和多個輸出電容——這是一種相對昂貴的解決方案，效率較差，使用相對較大的PCB面積。使用集成穩壓器所需的大電感器和電容器會使系統設計人員與消費者對便攜式設備盡可能小的愿望發生沖突。除了集成穩壓控制器的效率相對較低（通常為50%至75%）外，這種方法還不適合高性能、手持式電池供電應用。

外部監管

Blackfin集成方法的原生效率可以通過設計現代DC-DC開關轉換器提高到90%或更高。使用外部穩壓器時，外部元件的尺寸也可以減小。

有多種動態電壓調節（DVS）控制方案可供選擇，從開關電阻（在某些情況下可以使用DAC實現）到脈寬調制（PWM），可以實現與內部方法一樣精細的粒度。無論使用哪種方案，都必須提供通過軟件控制改變調節電平的能力。雖然這種調節控制方法是內部穩壓器方法所固有的，但必須在外部方法中添加。

本文介紹兩種調整DSP內核電壓的方法，即當處理器以降低的時鐘速度運行時，使用ADP2102同步DC-DC轉換器將內核電壓動態調節至1.2 V至1.0 V的值。

采用2102.0 V至8.2 V電池供電時，高速同步開關轉換器ADP7可將內核電壓調節至低至5.5 V。其恒定導通時間、電流模式控制和 3MHz 開關頻率可提供出色的瞬態響應、極高的效率以及出色的線路和負載調節。高開關頻率允許使用超小型、多層電感器和陶瓷電容器。ADP3采用節省空間的3 mm × 2102 mm LFCSP封裝，僅需三個或四個外部元件。功能齊全，包括欠壓鎖定、短路保護和熱關斷等安全功能。

圖3所示為實現DVS的電路。ADSP-BF533 EZ-KIT Lite?評估板上的3.3 V系統電源為ADP2102降壓轉換器供電，該轉換器的輸出電壓使用外部電阻分壓器R1和R2設置為1.2 V。DSP 的 GPIO 引腳用于選擇請求的內核電壓。改變反饋電阻可將內核電壓調節至1.2 V至1.0 V。N 溝道 MOSFET 通過插入電阻 R3 與 R2 并聯來修改分壓器。IRLML2402的0.25歐姆RDSon與R3相比很小。3.3 V GPIO電壓用于驅動MOSFET柵極。需要前饋電容CFF，以獲得更好的瞬態性能和更好的負載調整率。

圖3.ADP2102的動態電壓調節，采用外部MOSFET和Blackfin PWM控制。

兩電平切換的一般應用要求是：

DSP 內核電壓 （V出1） = 1.2 V

DSP 內核電壓 （V出2） = 1.0 V

輸入電壓 = 3.3 V

輸出電流 = 300 mA

高阻值電阻用于最大限度地降低通過電阻分壓器的功率損耗。前饋電容降低了開關期間柵極至漏極電容的影響。通過使用較小的反饋電阻和較大的前饋電容，可以最大限度地減少此轉換期間引起的過沖和下沖，但前提是額外的功耗。

圖4所示為輸出電流，我外、輸出電壓、V外和控制電壓，VSEL.低電平VSEL將輸出電壓調整至 1.0 V，并在VSEL將其縮放至1.2 V。

圖4.用一個 MOSFET 調制底部反饋電阻。

為DVS產生兩種不同電壓的更簡單方法使用控制電壓VC，通過附加電阻將電流注入反饋網絡。調整控制電壓的占空比會改變其平均直流電平。因此，可以使用單個控制電壓和電阻來調節輸出電壓。以下公式用于計算電阻R的值2/ 13，以及控制電壓幅值，VC_LOW和 VC_HIGH.

		(1)
		(2)

跟V外1= 1.2 V，V外2 = 1.0 V，VFB= 0.8 V，VC_LOW= 3.3 V，VC_HIGH= 0 V 和 R1= 49.9 科姆，R2和 R3可以按如下方式計算

		(3)
		(4)

這種方法會產生更平滑的過渡。任何可以驅動阻性負載的控制電壓都可以用于此方案，而MOSFET開關方法只能與可以驅動容性負載的控制信號源一起使用。這種方法可以調整為任何輸出電壓組合和輸出負載電流。因此，可以通過根據需要調整內核電壓來降低DSP功耗。圖 5 顯示了上述方案的實現。圖6顯示了使用這種電流注入方法的兩個輸出電壓之間的轉換。

圖5.使用控制電壓VC對ADP2102進行動態電壓調節。

圖6.用控制電壓調制底部反饋電阻。

降壓型DC-DC轉換器中恒定導通時間谷值電流模式控制方案的優勢

恒定頻率峰值電流控制方案使用兩個環路（即外壓環路和內電流環路）調節高輸入電壓以產生低輸出電壓。控制信號和輸出之間存在最小的相移，因此允許簡單的補償。

通過NMOS主開關的電感電流通常通過監測主開關導通時的壓降或放置在主開關輸入和漏極之間的串聯電阻兩端的壓降來測量。在電感電流檢測期間，開關節點上的寄生效應會導致振鈴行為，因此在測量電感電流之前需要消隱時間。這減少了主開關在低占空比操作期間保持導通和穩定的時間。圖A顯示了主開關上的電感電流和電流檢測信號，包括消隱時間和導通時間。

圖A.消隱時間決定了使用固定頻率、峰值電流模式控制的降壓轉換器中的主開關可以實現的最小導通時間。

在低占空比操作期間，即當輸出與輸入相比非常小時，主開關導通始終由內部時鐘控制，并且獨立于反饋環路。因此，存在最小導通時間，限制了在較高開關頻率下的操作。此外，由于建立時間的限制，由于脈沖不夠寬，因此無法檢測電流。消隱時間主導主開關導通時間，留給電流檢測的時間非常少。在手機和媒體播放器等便攜式應用中，DSP內核需要0.9 V量級的輸出電壓。為了最小化電感器的尺寸并減小整體解決方案的尺寸，需要高開關頻率;但是，使用這種控制方案，很難使用高開關頻率從較高的輸入電壓產生低占空比電壓。

后沿調制控制的第二個限制是其較差的瞬態響應。圖B顯示了響應負載電流正負變化的典型波形。在便攜式應用中，必須實現快速瞬態響應，同時最大限度地減小輸出電容尺寸和成本。當輸出端出現正負載電流階躍時，輸出響應可以延遲多達一個時鐘周期。在負負載電流階躍期間，轉換器強制最小寬度的高端導通時間，由電流控制環路的速度決定。因此，在負負載瞬變期間不可能實現最小延遲響應，并且會發生嚴重的過沖和下沖瞬變。必須在輸出端增加額外的電容，以使其最小化。

圖 B. 峰值電流模式控制的正負負載電流響應。

在固定頻率下工作的峰值電流控制轉換器的第三個限制是，占空比大于50%時的不穩定性（圖C）會導致次諧波振蕩，從而導致平均輸出電流下降，輸出電流紋波增加。占空比大于50%時，電感電流（ΔIL1）的增加往往會隨著時間的推移而增加，從而導致I2（ΔIL2）的增加更大。為了克服這個問題，需要斜率補償或斜坡補償，這增加了設計的復雜性。通常，在電感電流檢測信號中增加一個外部斜坡。

圖 C. 占空比為 >50% 時固定頻率峰值電流控制轉換器的不穩定問題。

這些問題可以通過使用恒定導通時間、谷值電流模式控制方案（稱為前沿調制）來克服，其中主開關的導通時間通過設計固定;關斷時間根據谷值電流檢測信號進行調制;并且開關周期調整為等于導通時間加上關斷時間。這種架構通過為主開關提供最短的導通時間來促進高頻操作，從而允許從較高的輸入電壓輕松產生低壓輸出。

在低壓DC-DC降壓轉換器中，主開關僅導通10%的時間，而同步開關導通的其余90%時間。這使得低邊開關電流的采樣和處理比主開關電流更容易。

不是檢測電感峰值電流來確定主開關電流，而是在主開關的關斷時間內對電感谷進行采樣。谷值電流檢測與恒定導通時間拓撲相結合，可減少環路延遲，從而實現更快的瞬態響應。

Ray Ridley（延伸閱讀3）證明，外部斜坡等于電流信號下降斜率的恒定頻率控制的電流環路增益與恒定導通時間系統的電流環路增益相同。因此，環路增益隨占空比不變，以實現恒定導通時間控制，從而保證了所有條件下的穩定性。相反，在恒定頻率峰值電流控制中，環路增益隨占空比增加而增加，如果使用的外部斜坡時間不足，則可能導致不穩定。

恒定導通時間、可變關斷時間轉換器克服了與占空比高于 50% 的固定頻率操作相關的不穩定性問題，無需斜率補償。如果負載電流增加，則周期開始前和周期結束時的干擾保持不變，因此，無論占空比如何，轉換器都保持穩定。由于這種架構沒有固定時鐘，因此斜率補償是多余的。

恒定導通時間、谷值電流控制的顯著優勢之一是能夠限制降壓轉換器的短路電流。當降壓轉換器的輸出短路且高端開關導通時，輸出電壓變為零，電感兩端電壓等于V在.電感電流在t的持續時間內迅速上升上.電感放電時間，t關閉，增加，因為它是由 V 決定的外/L，其中 V外實際上是短路。在電流降至所需的谷值電流限值之前，高端開關不會再次打開。因此，在短路條件下，該控制方案只能提供固定的最大電流。

審核編輯：郭婷