了解電壓駐波比 (VSWR)、回波損耗和失配損耗，這有助于表征射頻 (RF) 設(shè)計(jì)中的波反射。 當(dāng)電波在其中傳播過程中，遇到的介質(zhì)的阻抗發(fā)生變化時(shí)會(huì)產(chǎn)生反射。當(dāng)我們打算將功率從信號(hào)鏈中的一個(gè)模塊傳輸?shù)较乱粋€(gè)模塊時(shí)，這些反射是非常不希望的。 在本文中，我們將了解兩個(gè)參數(shù)，即駐波比和回波損耗，它們使我們能夠表征RF設(shè)計(jì)中的波反射。我們還將討論參數(shù)化波反射對(duì)功率傳輸?shù)挠绊懙摹笆鋼p耗”規(guī)范。

計(jì)算 VSWR 公式

對(duì)于短路或開路的傳輸線，會(huì)發(fā)生全反射，入射波和反射波的干擾會(huì)在傳輸線上產(chǎn)生駐波。例如圖 1 所示。

圖 1. 示例圖。 對(duì)于正弦輸入，穩(wěn)態(tài)響應(yīng)也是正弦的。長(zhǎng)度為 d = 0.2 米且負(fù)載短路 （ZL= 0），36個(gè)不同時(shí)刻沿線路的電壓波如圖2所示。

圖 2. 36個(gè)不同實(shí)例的電壓波形。 上面的曲線可以讓您了解電壓波的幅度如何沿線路變化。這種幅度變化最好通過上述圖的包絡(luò)線來顯示，如下圖3所示。

圖 3. 振幅變化圖。

請(qǐng)注意，包絡(luò)線的最小值為零伏。我們可以對(duì)任意負(fù)載重復(fù)相同的過程，比如 Γ = 0.5 的負(fù)載。這種情況下 36 個(gè)不同時(shí)刻的電壓波形圖如圖 4 所示。

圖 4.另一個(gè)示例圖顯示了 36 個(gè)實(shí)例的電壓波形。

這些曲線的包絡(luò)如圖 5 所示。

圖 5. 示例電壓波包絡(luò)與位置圖。

上面的討論表明，當(dāng)發(fā)生全反射時(shí)，包絡(luò)的最小值為零伏Vmin= 0（圖 3）。然而，對(duì)于部分反射，Vmin更接近峰值Vmax。在沒有反射的理想情況下，Vmax 實(shí)際上等于 Vmax。因此，Vmax與 Vmin之比（稱為VSWR）與阻抗不連續(xù)處發(fā)生的反射量有關(guān)。在數(shù)學(xué)語言中，VSWR 定義為：

全反射時(shí)，駐波比為無窮大；對(duì)于匹配負(fù)載，VSWR 為 1；對(duì)于其他情況，VSWR 介于這兩個(gè)極值之間。例如，對(duì)于圖 5 中的包絡(luò)波形，VSWR為：



可以很容易地看出，VSWR 與負(fù)載反射系數(shù)Γ 的關(guān)系由下式表示：

這個(gè)等式允許我們測(cè)量 VSWR 并使用該信息來確定反射系數(shù)的大小。 附帶說明一下，VSWR 參數(shù)可能在某種程度上失去了它曾經(jīng)具有的意義。當(dāng)今的高性能定向耦合器可以物理分離入射波和反射波，使我們能夠精確測(cè)量反射系數(shù)。 在傳輸線測(cè)量的早期，這些高性能定向耦合器是不可用的，公式2是測(cè)量Γ幅度的簡(jiǎn)單解決方案。

為此，工程師只需要通過稱為開槽線路的設(shè)備測(cè)量沿線路的最小和最大電壓。考慮到當(dāng)今高性能測(cè)量設(shè)備的可用性，VSWR有時(shí)被認(rèn)為是幾十年前遺留的參數(shù)。但是，RF工程師需要完全理解VSWR概念，因?yàn)樗匀煌ǔＴ跀?shù)據(jù)表中指定。

射頻回波損耗

考慮圖 6，其中傳輸線連接到 RF 組件的輸入。入射功率為 Pi，并且“觀察”RF組件輸入的反射系數(shù)Γ。

圖 6. RF 組件和傳輸線 在這里，我們感興趣的是表征有多少入射功率從 RF 組件 (Pr)反射。而反射系數(shù)Γ是反射電壓與入射電壓之比，|Γ|2表示反射功率與入射功率之比：



用分貝表示上述等式會(huì)產(chǎn)生：

例如，如果|Γ|2=0.1，我們得到：

這意味著反射功率比入射功率低10 dB。在這種情況下，我們可以說返回的入射信號(hào)部分經(jīng)歷了-10 dB的增益，或者等效地?fù)p失了+10 dB。換句話說，本例中的“回波損耗”為10 dB。

或者，回波損耗參數(shù)通常用于表示公式3和4。但是，此參數(shù)的名稱起初可能有點(diǎn)令人困惑。回波損耗是指入射信號(hào)在從阻抗不連續(xù)性返回或反射時(shí)所經(jīng)歷的損耗。

請(qǐng)注意，對(duì)于無源電路，Γ的邊界介于 0 和 1 之間，因此，返回的信號(hào)會(huì)經(jīng)歷衰減或損耗而不是增益。回波損耗通常用RL表示，由下式給出：

例如，如果系統(tǒng)中的回波損耗指定為40 dB，您會(huì)立即知道反射功率比入射功率低40 dB。因此，回波損耗越大，負(fù)載與線路特性阻抗之間的匹配越好。 Γ、VSWR和回波損耗這三個(gè)參數(shù)都是指定負(fù)載與傳輸線匹配程度的不同方法。但是，與同時(shí)具有幅度和相位信息的Γ不同，VSWR和回波損耗僅提供幅度，沒有相位信息。

失配損耗

讓我們?cè)贆z查一次圖 6 中的配置。除了反射功率之外，我們還對(duì)表征阻抗失配對(duì)傳輸?shù)捷敵鯬的功率量的影響感興趣。首先，假設(shè)RF分量的功率增益是單位（G = 1）。換句話說，傳遞到RF組件輸入端的相同功率出現(xiàn)在其輸出端。由于阻抗失配會(huì)導(dǎo)致一些反射功率，因此會(huì)降低傳遞到RF組件的功率。G = 1時(shí)，輸出功率Po等于入射功率和反射功率之差：

以分貝表示上述等式可得出：

繼續(xù)使用示例值0.1

這意味著輸出功率比入射功率低0.46 dB。換句話說，信號(hào)的增益為-0.46 dB，或者等效地?fù)p失為+0.46 dB。這種功率損耗被稱為“失配損耗”，因?yàn)樗鼉H源于阻抗失配。失配損耗參數(shù)告訴我們通過提供完美的阻抗匹配可以獲得多少增益改進(jìn)。在上述示例中，可獲得的增益改進(jìn)為0.46 dB。基于上述討論，用ML表示的失配損耗由以下等式給出：

從上面的解釋中可以清楚地看出，小的失配損耗是需要的，并且對(duì)應(yīng)于負(fù)載和線路之間更好的匹配。

兩個(gè)端口不匹配時(shí)的失配損耗

在圖 6 中，我們隱含地假設(shè)信號(hào)源（未顯示）的阻抗與線路特性阻抗匹配。如果不是這種情況，Pr 將重新反射源端的不連續(xù)性并影響入射波Pi。例如，當(dāng)我們通過傳輸線將源連接到負(fù)載時(shí)（圖 7(a)）以及兩個(gè)級(jí)聯(lián)設(shè)備之間的接口（圖 7(b)），就會(huì)遇到這種情況。

圖 7. 源通過傳輸線 (a) 和兩個(gè)級(jí)聯(lián)設(shè)備之間的接口 (b) 連接到負(fù)載的示例圖。

在這種情況下，失配損耗（以線性項(xiàng)而不是分貝表示）由等式 8 給出。

。

上式指定了由于波反射而在輸入和輸出端口之間來回反彈的輸入功率部分。您可以在G. Gonzalez的“微波晶體管放大器”第 2 章中找到該方程式的推導(dǎo)。例如，假設(shè)圖7(a)中的Γ1 和Γ2分別為0.1和0.2。在這種情況下，我們有 ML = 1.011 的不匹配損失。以 dB 表示，由于兩個(gè)阻抗不連續(xù)，我們有 0.05 dB 的損耗。 請(qǐng)注意，Γ 具有幅度和相位信息，并且相位角會(huì)影響等式 8 生成的 ML 值。讓我們重復(fù)上面的示例，其中 Γ1 = 0.1 和 Γ 2 = -0.2。在這種情況下，ML 計(jì)算為1.095 或 0.39 dB。

失配不確定度

上述示例突出了 RF 應(yīng)用中的嚴(yán)峻挑戰(zhàn)。由于等式 8 中的失配損耗取決于反射系數(shù)的相位角，并且注意到在許多實(shí)際情況下，只有反射系數(shù)的大小是已知的，因此對(duì)于實(shí)際從輸入傳輸?shù)捷敵龅墓β视卸嗌俅嬖谝恍┎淮_定性. 例如，知道 |Γ1|= 0.1 和 |Γ2|=0.2，失配損耗介于 0.05 dB 和 0.39 dB 之間。由這些上限和下限指定的范圍稱為失配不確定性。

審核編輯：劉清