Aaron Schultz

問任何有經驗的電氣工程師——例如，我們故事中的教授Gureux——關于在MOSFET柵極前放什么，你可能會聽到“一個電阻，大約100 Ω”。盡管有這種確定性，人們仍然想知道為什么并質疑效用和電阻值。出于這種好奇心，我們將在以下示例中研究這些問題。Neubean是一名年輕的應用工程師，他希望測試是否真的有必要在MOSFET柵極前放置一個100 Ω電阻以保持穩定。Gureux是一位擁有30年經驗的應用工程師，他監督他的實驗并在此過程中提供專家意見。

HS 電流檢測簡介

圖1.高端電流檢測。

圖1中的電路顯示了高端電流檢測的典型示例。負反饋試圖強制電壓V意義增益電阻 R 時獲得.通過R的電流獲得流經 P 溝道 MOSFET （PMOS） 至電阻 R外，從而產生以地為參考的輸出電壓。總體增益為

可選電容 C外電阻兩端電阻 R外用于濾除輸出電壓。即使PMOS的漏極電流快速跟隨檢測電流，輸出電壓也會呈現單極指數軌跡。

電阻器 R門在原理圖中將放大器與PMOS柵極分開。價值是什么？“100 Ω，當然！”經驗豐富的古勒人可能會說。

嘗試很多Ω

我們發現我們的朋友Neubean，Gureux的學生，正在思考這個柵極電阻器。Neubean認為，只要有足夠的電容從柵極到源極，或者有足夠的柵極電阻，他應該能夠引起穩定性問題。一旦明確 R門和 C門有害地相互作用，那么就有可能揭穿100 Ω或任何柵極電阻自動合適的神話。

圖2.高端電流檢測仿真。

圖2顯示了一個LTspice仿真示例，用于突出電路行為。Neubean 運行模擬來顯示他認為將作為 R 出現的穩定性問題門增加。畢竟，來自R的極點門和 C門應該會侵蝕與開環相關的相位裕量。然而，令Neubean驚訝的是，R沒有值。門顯示時域響應中的任何問題。

原來，電路沒那么簡單

圖3.從誤差電壓到源電壓的頻率響應。

在觀察頻率響應時，Neubean意識到他需要注意識別開環響應是什么。當組合單位負反饋時，形成環路的正向路徑從差值開始，并在產生的負輸入端子處結束。然后，Neubean 模擬并繪制 VS/（VP– VS），或 VS/VE.圖3顯示了該開環響應的頻域圖。在圖3的波特圖中，直流增益非常小，交越處沒有相位裕量問題的證據。事實上，由于交越頻率小于0.001 Hz，情節整體看起來非常奇怪。

圖4.高邊檢測電路作為框圖。

電路分解為控制系統的過程如圖4所示。與幾乎所有電壓反饋型運放一樣，LTC2063 以高直流增益和單極點開始。運算放大器獲得誤差信號，并通過R驅動PMOS柵極門– C門濾波器。該 C門和PMOS源一起連接到運算放大器的–IN輸入端。 R獲得從該節點連接到低阻抗源。即使在圖 4 中，R門– C門濾波器應該引起穩定性問題，特別是如果 R門比 R 大得多獲得.畢竟，C門電壓，直接影響R獲得系統中的電流滯后于運算放大器輸出變化。

Neubean提供了一個解釋，為什么也許R門和 C門不要造成不穩定：“嗯，柵極源是固定電壓，所以 R門– C門電路無關緊要。您需要做的就是調整門，然后是源。這是一個源頭追隨者。

他更有經驗的同事古勒說：“實際上，沒有。這僅在PMOS作為電路中的增益模塊正常工作時才有效。

因此，Neubean思考了數學問題——如果我們可以直接模擬PMOS源對PMOS門的響應會怎樣？換句話說，什么是V（VS）/V（VG)?Neubean跑到白板上，寫下了下面的等式。

跟

運算放大器增益A和運算放大器極點ωA。

Neubean立即確定了重要的術語gm。什么是通用？ 對于 MOSFET，

查看圖 1 中的電路，Neubean 的頭部有一個燈泡熄滅。通過 R 的電流為零意義，通過 PMOS 的電流應為零。電流為零時，gm為零，因為PMOS有效關斷，未被使用，無偏置且無增益。當 gm = 0 時，VS/VE在 0 Hz 和 V 時為 0S/VG在0 Hz時為0，因此根本沒有增益，圖3中的曲線畢竟可能是有效的。

嘗試使用 LTC2063 時變得不穩定

有了這個啟示，Neubean很快就嘗試了一些非零I的模擬。意義.

圖5.頻率響應從誤差電壓到源電壓，非零檢測電流。

圖5顯示了V響應的更正常的增益/相位圖。E到 VS，從 >0 dB 交叉到 <0 dB。圖5應顯示約2 kHz，在100 Ω時PM很多，在100 kΩ時PM略少，在1 MΩ時甚至更少，但并非不穩定。

Neubean 前往實驗室，利用高端檢測電路 LTC2063 撥出檢測電流。他插入了一個高 R門值，首先是 100 kΩ，然后是 1 MΩ，期望看到不穩定的行為或至少某種振鈴。不幸的是，他沒有。

他試圖首先通過使用更多的I 來增加MOSFET中的漏極電流意義然后使用較小的 R獲得電阻。沒有什么能破壞電路的穩定性。

他返回仿真并嘗試用非零 I 填充相位裕量意義.即使在仿真中，似乎也很難（如果不是不可能的話）找到不穩定或低相位裕量。

Neubean找到了Gureux，并問他為什么未能破壞電路的穩定性。古勒建議他做數字。Neubean習慣了Gureux的謎語，所以他檢查了與R相關的實際極點可能是什么門和總柵極電容。在 100 Ω 和 250 pF 時，極點為 6.4 MHz;100 kΩ時，極點為6.4 kHz;對于 1 MΩ，極點為 640 Hz。LTC2063增益帶寬積（GBP）為20 kHz。當 LTC2063 獲得增益時，閉環交越頻率很容易滑落到低于 R 的任何影響之下門– C門極。

是的，你可能會變得不穩定

意識到運算放大器的動態需要繼續進入R的范圍門– C門極點，Neubean選擇了更高增益帶寬的產品。LTC6255 5 V運算放大器將直接裝入具有更高6.5 MHz GBP的電路中。

Neubean急切地嘗試了電流、LTC6255、100 kΩ柵極電阻和300 mA檢測電流的仿真。

Neubean然后繼續添加R門在模擬中。有足夠的 R門，額外的極點會破壞電路的穩定性。

圖6.帶振鈴的時域圖。

圖7.一旦我們加上電流，V的正常波特圖，VE到 VS，相位裕量很差。

圖6和圖7顯示了高R的仿真結果門值。在恒定的300 mA檢測電流下，該仿真顯示不穩定。

實驗室結果

為了了解電路在檢測非零電流時是否可能表現不佳，Neubean 嘗試采用具有階躍變化負載電流的 LTC6255，并使用三種不同的 R門值。我意義從基極 60 mA 轉換到更高的 220 mA 值，通過瞬時開關實現，從而帶來更大的并聯負載電阻。沒有零我意義測量，因為已經表明在這種情況下MOSFET增益太低。

實際上，圖8最終顯示了100 kΩ和1 MΩ電阻的穩定性真正受損。由于輸出電壓經過大量濾波，柵極電壓成為振鈴的檢測器。振鈴表示相位裕量差或負，振鈴頻率表示交越頻率。

圖8.R門= 100 Ω，電流從低瞬態到高瞬態。

圖9.R門= 100 Ω，電流從高到低瞬態。

圖10.R門= 100 kΩ，電流從低到高瞬態。

圖11.R門= 100 kΩ，電流從高到低瞬態。

圖12.R門= 1 MΩ，電流從低瞬態到高瞬態。

圖13.R門= 1 MΩ，電流從高到低瞬態。

集思廣益的時刻

Neubean意識到他已經看到了許多高邊集成電流檢測電路，不幸的是，工程師沒有機會決定柵極電阻，因為一切都在零件內部。他想到的例子是AD8212、LTC6101、LTC6102和LTC6104高壓、高端電流檢測器件。事實上，AD8212使用PNP晶體管，而不是PMOS FET。他告訴Gureux，“呃，這并不重要，因為現代設備已經解決了這個問題。

仿佛預料到了這句話，幾乎在Neubean最后一句話之前就打斷了他的話，教授回答說：“假設你想要極低的電源電流和零漂移輸入偏移的組合，例如在遠程電池供電的儀器中。您可能需要一個 LTC2063 或 LTC2066 作為主放大器。或者，也許您需要通過 470 Ω分流器盡可能準確、無噪音地測量低電平電流水平;在這種情況下，您可能希望使用具有軌到軌輸入能力的ADA4528。在這些情況下，您將需要處理MOSFET驅動電路。

所以...

顯然，使用過大的柵極電阻可能會破壞高端電流檢測電路的穩定性。Neubean將這一發現與他愿意的老師Gureux聯系起來。Gureux指出，R門實際上會破壞電路的穩定性，但最初無法找到這種行為源于錯誤制定的問題。需要增益，在該電路中，增益要求測量非零信號。

Gureux回答說：“當然，當極點侵蝕分頻器的相位裕量時，就會發生振鈴。但是，增加1 MΩ的柵極電阻是荒謬的，即使是100 kΩ也是瘋狂的。請記住，嘗試限制運算放大器的輸出電流總是好的，以防它試圖將柵極電容從一個電源軌擺動到另一個電源軌。

審核編輯：郭婷