RF輸入和輸出匹配網絡是決定5GHz LNA性能的關鍵因素。本應用筆記給出了一種使用微帶電容元件作為輸出匹配的一部分的簡單方法，以確保MAX2648在所有頻率下穩定工作。單個應用需要略有不同的匹配網絡，但一般原則可以應用于大多數情況。小電容短截線可確保穩定性。

MAX2648 LNA在17GHz至1GHz頻段內具有8dB增益和5.6dB噪聲系數。與所有優秀的微波器件一樣，MAX2648 LNA在高工作頻率（高達20GHz）下具有出色的高增益。眾所周知，如果沒有適當的微波設計技術，這類放大器可能會在大于10GHz的頻率下振蕩。本應用筆記介紹了如何利用MAX2648 LNA進行微波匹配，以實現最佳性能和穩定工作。

設計注意事項

以下是我們在設計這種高性能微波LNA時要考慮的因素：

印刷電路板材料選擇

組件選擇

電源旁路

輸入輸出匹配

印刷電路板材料選擇

在5GHz時，LNA前后的傳輸線損耗非常大。LNA輸入端的線損尤其重要，因為損耗直接添加到LNA的噪聲系數中。建議將低損耗介電材料用于PCB材料。例如，MAX2648評估板采用10mil厚的羅杰斯4350“FR4芯層壓板”材料。層壓板為微帶提供穩定的損耗正切，而下面的 FR4 板提供低成本的剛性背襯。

電容器選擇

為了獲得最佳噪聲系數，輸入和輸出匹配電路必須使用高Q值電容器。使用低Q值元件會降低噪聲系數。MAX2648評估板實驗表明，當高Q值電容（如ATC或Vitramon）被普通有損電容（如果凍豆NPO型）取代時，噪聲系數下降可高達0.2dB。這些高Q值瓷電容器對于大批量產品設計來說可能過于昂貴，因此村田制作所的GJ615系列在成本和性能之間取得了很好的折衷。

電源旁路

電源旁路在微波頻率下至關重要，以確保穩定的高頻運行。重要的是選擇一個電容器，使電容器的阻抗在試圖去耦的頻率下最低。例如，1000pF電容不是高頻去耦的好選擇，因為1000pF電容的最低阻抗可能低于幾百MHz。在5GHz時，自諧振頻率會使其看起來更像一個丟失的電感器！因此，對于高頻去耦，應將通常小于10pF的電容放置在IC附近。此外，對于低頻去耦，1000pF和0.01uF電容組合是一個不錯的選擇，但它們不必立即位于IC引腳上。

輸入和輸出匹配

由于MAX2648 LNA為高增益微波器件，因此需要輸入和輸出端進行適當匹配，以實現穩定的高頻工作。普通的SMT電容器和電感器通常具有低于6GHz的自諧振頻率。使用MAX2648設計時，應注意避免使用自諧振頻率低于6GHz的元件。

為了確保MAX2648的高頻穩定性，我們決定在輸出端集成一個小的容性短截線，作為匹配電路的一部分。在LNA的輸出端放置電感端接（特別是與耦合電容串聯時）可能會導致高頻振蕩，應仔細注意布局來避免。由于長傳輸線代表串聯電感，因此建議使用電容短截線作為補償器件額外電感的解決方案。電容短截線在高頻下提供良好的接地電容，其中集總元件將顯示電感的特性。為了說明這一點，將一個顯示高頻振蕩的電路仿真與另一個顯示沒有振蕩的電路仿真進行比較。請注意，仿真中使用的組件模型在超出其預期用途的頻率下可能會出現故障。在這種情況下，準確的高頻分析很困難，但電路仿真確實顯示了趨勢，并且可以成為預測一般電路行為的有用工具。

圖1是ADS仿真圖，顯示了周圍不穩定的電路 13.5GHz. 本例中的輸出匹配使用所有集總分量，如下圖所示。

圖1.使用集總匹配組件進行 ADS 仿真。

圖2.輸入和輸出匹配布局（50Ω線為0.4mm）。

圖3

顯示了使用電容短截線的結果，該短截線通過在輸出走線中放置更寬的微帶部分來實現。電容可以用公式近似計算。

圖3.帶輸出電容短截線的 ADS 仿真。

圖4.布局顯示 2mm x 4mm 短截線（50Ω 線為 0.4mm。單個微帶切片長度如上所述。

尺寸約為2mm x 3.5mm的微帶，介電常數為4.1，基板厚度為0.2mm，電容約為1.27pF，忽略了邊紋效應。為了便于調諧，增加了一個接地并聯電容器。輸入和輸出并聯電容器的位置應根據需要進行調整，以獲得最佳噪聲系數和增益。

結論

輸入和輸出匹配網絡是決定LNA性能的關鍵因素。本應用筆記給出了一種使用微帶電容元件作為輸出匹配的一部分的簡單方法，以確保MAX2648在所有頻率下穩定工作。單個應用需要略有不同的匹配網絡，但一般原則可以應用于大多數情況。

審核編輯：郭婷