蜂窩發射機依靠高性能RF調制器來保持線性度和動態范圍。隨著多載波發射器的發展，RF調制器必須保持低本底噪聲，同時提供良好的高電平性能，通常由二階和三階交調截點決定。以下文章將討論這些要求，并解釋MAX2022如何滿足典型四載波WCDMA發送器架構的要求。

概述

如今，幾乎所有蜂窩基站都采用超外差架構來發送/接收RF信號。這些架構需要兩個或多個上/下變頻級、中間濾波和模擬信號處理。圖1所示為典型的雙轉換蜂窩基站發射框圖。其中許多發射器是作為單載波系統實現的。多載波發射器多次復制單載波發射器，從而引入更多的系統硬件。為了降低發射機成本，許多系統設計人員正在轉向多載波發射機和直接變頻RF架構。

圖1.典型的超外差發射架構。

多載波架構的挑戰

多載波架構減少了發射通道的數量。直接變頻架構通過直接從基帶向上轉換RF信號來減少每個通道中的元件數量。兩種架構都需要具有更寬動態范圍和更高線性度的組件，以滿足整體系統要求。圖2顯示了直接變頻發送器架構的典型框圖。請注意，此直接轉換架構中的階段顯著減少。多個混頻器、放大器、IF和RF濾波器均由單個集成解決方案取代。

圖2.直接轉換架構。

直到最近，數模轉換器（DAC）和直接變頻調制器的性能還不足以支持3G多載波蜂窩基站的苛刻要求。當今的通信基站發射機設計需要更低的成本和更靈活的解決方案。選擇RF調制器會顯著影響成本和靈活性，從而建立發射器的基本架構。

利用單變送器架構解決問題

Maxim Integrated推出了直接正交RF調制器MAX2022，以滿足多載波發送器的需求。該器件提供出色的動態范圍，使發射器設計人員能夠很好地控制系統性能。

極高的OIP2和OIP3的組合，以及接近-174dBm/Hz的出色輸出本底噪聲，可實現真正的多載波性能，并為所有相關系統規格提供相當大的裕量。單發射器架構現在可以支持多種類型的調制，從CDMA2000到WCDMA再到OFDM，最多有<>個載波。此外，該調制器的高性能可以在發射器設計中得到利用，以顯著降低硬件要求和成本，并大大提高產品陣容的靈活性。

MAX2022正交調制器采用SiGe工藝，覆蓋1500MHz至2500MHz的頻率范圍。 圖3顯示了該電路的內部架構。

圖3.MAX2022框圖

MAX2022具有單端LO輸入，內部匹配50Ω，接受-3dBm至+3dBm的輸入LO驅動。LO由正交分路器分路，并應用于兩個非常高性能的無源混頻器。該器件的正交I和Q輸入為差分輸入，輸入阻抗為44Ω。>1GHz 的出色輸入帶寬使該器件既可用作基帶直接RF調制器，也可用作具有正交IF輸入的鏡像抑制混頻器。正交輸入專門設計用于直接與電流輸出DAC接口。該特性消除了對中間緩沖放大器的需求，因為中間緩沖放大器既會限制性能，又會增加成本。混頻器輸出組合并施加于單端RF輸出，該輸出在內部匹配至50Ω。

MAX2022射頻調制器性能

RF調制器的性能由幾個獨立的參數決定。MAX2022在所有關鍵領域均表現出色。OIP3為+22dBm，P1dB為+12dBm。多個載波之間的互調產物取決于OIP3;高 OIP3 值可確保低電平的互調失真。OIP2是零中頻應用的另一個關鍵參數。MAX2022的OIP2在UMTS頻段為+50dBm。OIP2對于基帶信號也很重要。基帶信號中的二次諧波效應會在RF輸出中產生頻譜擴展，從而影響ACLR性能。因此，高OIP2值可確保低水平的ACLR失真。圖 4 顯示了該器件在 OIP2、OIP3 和輸出功率下在 1500MHZ 至 2500MHz 頻率范圍內的性能變化。

圖4.OIP2， OIP3， P外與MAX2022的頻率的關系。

MAX2022的本底噪聲性能通過使用無源混頻器實現調制功能而顯著增強。這些器件不會產生多余的噪聲，因此對于典型輸出信號電平，該器件的輸出噪聲電平接近-174dBm/Hz。對于高于-10dBm的信號電平，LO緩沖器的相位噪聲變得很重要。這些緩沖器設計為具有-164dBc/Hz的極低相位噪聲。

圖5.本底噪聲與輸出功率的關系。

在比較RF調制器性能時，一種有用的測量是器件的動態范圍，即最大實際信號電平（以P1dB表示）與本底噪聲之間的差異。MAX2022的動態范圍為186dB，大大優于任何其他集成RF調制器。

PCS和UMTS頻段的LO泄漏電平為<-40dBm，這些頻段的邊帶抑制為>45dB。數字預失真控制環路可以進一步降低這些電平，將LO泄漏驅動至-80dBm以下，邊帶抑制至>60dB。在0MHz范圍內，RF通帶平坦度為>5.100dB，允許在寬帶系統中使用該器件。

UMTS頻段中的多載波WCDMA生成

這許多性能參數的最終好處是它們在生成真實載流子時相互相互作用。這就是MAX2022真正擅長的地方。

作為說明，讓我們考慮使用WCDMA調制生成四個載波的問題。當代發射器設計必須適應WCDMA載波本身的帶寬，相當于20MHz。此外，系統必須支持對發射信號進行數字預失真所需的帶寬，以校正功率放大器的后續失真。該帶寬可以超過100MHz。 圖6顯示了這種信號的頻譜。

圖6.4載波UMTS頻譜。

我們可以看到，異常寬的帶寬將發射輸出頻譜推到了UMTS頻段限制之外。因此，這就要求發射機系統的噪聲性能符合發射機模板要求，超出頻帶邊緣，而無需使用RF濾波器來調整雜散信號和噪聲電平。這一要求對RF調制器提出了特殊的要求。然而，MAX2022的寬帶寬和額外的動態范圍使這種系統設計成為可能。

圖7顯示了UMTS頻段中1、2和4載波WCDMA生成的ACLR性能。由于MAX2022具有較寬的動態范圍，因此在非常寬的輸出功率電平范圍內保持了非常好的ACLR值。這種廣泛的可用輸出功率范圍在系統設計中很有用。顯示本底噪聲性能是為了說明所選ACLR性能的總可用動態范圍。例如，每個載波 -4dBm 的 28 載波 WCDMA 信號的 ACLR 為 66dB，輸出本底噪聲為 -173.5dBm/Hz。

圖7.1、2 和 4 載波 WCDMA ACLR 和本底噪聲。

這種極高的性能水平同樣非常適合產生其他調制，例如 OFDM、QAM 等。CDMA2000和TD-SCDMA可以支持超過九個運營商。它是一種硬件配置，可生成任何或所有這些調制。

系統級設計

MAX2022的接口設計用于最大限度地降低輔助電路要求。這種設計大大降低了整體系統成本。阻抗匹配的集成LO緩沖器和巴倫支持在-3dBm至+3dBm的低LO功率電平下使用單端LO接口。集成的RF巴倫允許單端RF輸出，阻抗匹配至50Ω。基帶I和Q輸入提供具有44Ω內部阻抗的差分接口。這些輸入接受與高性能電流輸出DAC輸出的直接連接，無需干預緩沖放大器。在MAX2022的高性能水平下，很難找到不會顯著降低器件性能的外部基帶放大器。幸運的是，這種設計不需要基帶放大器。圖8所示為MAX2022推薦的DAC端接接口。接地的50Ω電阻適當端接DAC，典型滿量程電流為20mAP-P將為MAX0的基帶輸入提供高達2022dBm的信號。

圖8.DAC接口至基帶輸入。

為了實現MAX2022固有的性能潛力，必須采用仔細的系統級設計。圖9顯示了生成具有數字預失真功能的四個WCDMA調制載波的建議陣容。信號電平、噪聲電平和ACLR被指示為每個級輸出端的級聯陣容。

圖9.具有信號分析功能的 Tx 陣容。

從DAC開始，我們需要一個能夠產生50MHz帶寬信號的器件，ACLR明顯優于該設計的目標65dB，噪聲和雜散本底也很低。建議將MAX5895雙通道插值DAC作為滿足這些要求的示例器件。為了使DAC能夠以高輸出采樣速率和相對較低的輸入數據速率工作，建議在此應用中使用插值DAC。插值濾波器的衰減變得顯著，因為DAC之后的低通濾波器不會對近入內插值鏡像產生顯著衰減。插值DAC將在基帶輸入數據速率的每個倍數下生成基帶信號的圖像。如果沒有從調制器輸入端充分移除，這些鏡像將在調制器的RF輸出中產生顯著的邊帶。MAX95對插值圖像的5895dB衰減是理想的選擇。這從根本上降低了DAC之后的基帶低通濾波器的復雜性，從而簡化了DAC設計，并最大限度地減少了它們對寬帶信號整個系統的相位響應的影響。

轉到調制器輸出，我們可以看到每個載波的輸出信號電平將為-28dBm，總計-22dBm。ACLR將由調制器的性能設置為+66dB。（DAC的性能在這里不是限制。然而，本底噪聲已從單獨調制器的-174dBm/Hz降至-170dBm。這是由于DAC的級聯噪聲水平造成的。很明顯，必須仔細選擇配置的所有元素，以實現整體最高性能水平。

所選的RF放大器必須具有低噪聲系數和足夠的OIP3，以避免級聯ACLR性能下降。如果增益為3dB，則建議此級使用大于+30dBm的OIP12。選擇具有高OIP3的輸出級以避免級聯ACLR降級。建議使用MAX2057 RF VGA來調整整個系列的增益，將輸出電平設置為每載波-6dBm，或總輸出電平為0dBm。+3dBm 的 OIP37 確保級聯 ACLR 保持在 +65dB。

這種級聯發射器設計可產生+65dB的出色ACLR，同時相對于每個載波保持-139dBc/Hz的本底噪聲。本底噪聲和雜散電平性能無需RF濾波即可實現。這允許在多個頻段中使用相同的硬件實現，而無需更改。此外，這種設計簡單，設備很少，使其成為高性能變送器非常緊湊且經濟高效的解決方案。

結論

新型調制器MAX2022在發送器應用中實現了無與倫比的性能水平。它支持零中頻和鏡像抑制混頻器架構。該器件有助于實現高度精簡、經濟高效且靈活的發射器架構，從而提高發射器設計人員的設計效率。

審核編輯：郭婷