本應用筆記詳細介紹了二階交調截點（IP2）和2x2雜散響應的定義，這些參數常見于混頻器等RF相關元件數據手冊中。通讀本應用筆記將使用戶能夠將IP2轉換為相應的2x2雜散響應值，反之亦然。

當混頻器數據手冊在其交流電氣特性表中提供二階響應信息時，它們將參考二階交調截點（IP2）性能或2x2雜散抑制性能。本應用筆記旨在說明這兩個參數之間的關系及其對接收器設計的適用性。本文舉例演示了用于UMTS WCDMA系統的模擬MAX2有源混頻器的IP2和2x2關系。

混頻器諧波

在接收電路中，混頻器將高輸入射頻（RF）轉換為較低的中頻（IF）。此過程稱為下變頻，利用混頻器的RF輸入和本振輸入（LO）之間的差項進行低側注入（LO頻率

fIF= ±fRF± fLO

其中 f如果是混頻器輸出端口的中頻，f射頻是施加到混頻器的射頻輸入端口的任何射頻信號，并且 f瞧是施加到混頻器LO輸入端口的本地振蕩器信號。

理想情況下，混頻器輸出信號的幅度和相位與輸入信號的幅度和相位成正比，與LO信號特性無關。（請注意，這與乘法器相反，在乘法器中，輸入幅度和相位關系在器件輸出端不保留。根據這一假設，混頻器的幅度響應對于RF輸入是線性的，并且與LO輸入無關。

然而，混頻器的非線性會產生不需要的混頻產物，稱為雜散響應，這是由于不需要的信號到達混頻器的RF輸入端口并在IF頻率下產生響應引起的。到達RF輸入端口的信號不一定必須落入所需的RF頻段才會很麻煩。其中許多信號的功率電平足夠高，以至于混頻器前面的RF濾波器無法提供足夠的靈敏度來防止它們引起額外的雜散響應。當它們干擾所需的IF頻率時，混頻機制可以描述為：

fIF= ±m fRF±n fLO

請注意，m和n是RF和LO頻率的整數諧波，它們混合以產生許多雜散產物的組合。實際上，這些雜散分量的振幅隨著m或n值的增加而減小。

知道所需的RF頻率范圍后，使用頻率規劃來仔細選擇IF和產生的LO頻率選擇，以盡可能避免雜散混頻產物。濾波器用于抑制可能導致帶內IF響應的帶外RF信號。混頻器之后的IF濾波器靈敏度被指定為僅通過所需的頻率，從而在最終檢波器之前濾除雜散響應信號。IF頻帶內出現的雜散響應不會被IF濾波器衰減。

許多類型的平衡混頻器抑制某些雜散響應，其中m或n為偶數。理想的雙平衡混頻器可抑制m或n（或兩者）為偶數的所有響應。IF、RF和LO端口在所有雙平衡混頻器中相互隔離。因此，使用設計合理的巴倫，這些混頻器可以具有重疊的RF、IF和LO頻段。

半中頻雜散頻率定位

本應用筆記研究了特別麻煩的二階雜散響應，稱為半中頻（2/1 IF）雜散響應，該雜散響應針對低邊注入的混頻器指數（m = 2， n = -2）和高端注入的混頻器指數（m = -2， n = 2）定義。對于低側注入，產生半中頻雜散響應的輸入頻率位于所需RF頻率以下，數量為f如果從所需的RF輸入頻率/2（見圖1）。所需的RF頻率由1950MHz表示，結合LO頻率1750MHz，所得IF頻率為200MHz。在本例中，1850MHz處的無用信號在200MHz處產生半IF雜散產物。對于高端注入，產生半中頻雜散響應的輸入頻率位于上方（乘以f如果/2） 所需的射頻。

圖1所示的半IF雜散響應場景假設在UMTS WCDMA接收器中使用低側注入（m = 2，n = -2）。雖然WCDMA RF和IF載波占用3.84MHz帶寬，但它表示為表示中心載波頻率的單個頻率。

圖1.所需頻率的位置射頻， f瞧， f如果和不需要的 f半中頻.

假設：

fRF = 1950MHz

fLO = 1750MHz

fIF = 200MHz

Calculate fHalf-IF = fRF – fIF/2 = 1850

檢查：

2 × fHalf-IF – 2 × fLO =
2 × (fRF - fIF/2) - 2 × (fRF - fIF) =
2 × fRF – 2 × fIF/2 - 2 × fRF + 2 × fIF = fIF

結果：

2 × 1850MHz – 2 × 1750MHz = 200MHz

接收器 IP2

抑制量稱為2x2雜散響應，可通過混頻器的IP2進行預測。當指定混頻器的IP2或2x2性能時，假設只有基波RF和LO頻率施加到混頻器端口，并且諧波失真僅在混頻器中產生。混頻器前方RF路徑中使用的鏡像抑制濾波器可衰減任何放大器諧波。LO路徑中的噪聲濾波器衰減由LO注入源引起的諧波。高電平輸入信號會產生失真或互調產物，可以通過計算輸入或輸出的截點來量化1的設備或系統。輸入截點表示一個假設的輸入幅度，在該幅度下，所需信號分量和不需要分量的幅度相等。對于混頻器LO功率保持恒定的情況，交調截點或失真積的階數僅由RF乘法器決定，而不由LO乘法器決定，因為RF信號的變化僅是問題。階數是指失真產物的幅度隨著輸入電平的升高而增加的速度。例如，當輸入信號升高2dB時，二階互調（IM）乘積的幅度將增加2dB。

半中頻雜散功率電平

MAX9993數據資料的交流電氣特性表如下：

1850MHz時的RF雜散電平設置為–5dBm。

1750MHz時的LO電平設置為+6dBm。

測量典型的 2RF – 2LO 雜散響應，等于低于 RF 載波電平 70dB，因此以 dBc 為單位。

70dBc值稱為互調比（IMR）。

請注意，圖2中的信號電平是指計算輸入IP2或IIP2性能的混頻器的輸入。

圖2.折合混頻器輸入IIP2的信號的二階截點計算。

如此卓越的 2x2 性能水平可帶來以下結果：

IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF
IIP2 = 2 × 70dBc + (-75dBm) = 70dBc + (-5dBm)
IIP2 = +65dBm

同樣，Analog 的 MAX9982 900MHz 有源混頻器在類似條件下提供相當于 2dBc 的典型 2RF – 65LO 雜散響應，從而產生：

IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF
IIP2 = 2 × 65dBc + (-70dBm) = 65dBc + (-5dBm)
IIP2 = +60dBm

UMTS WCDMA 示例

在UMTS WCDMA 2G設計中使用MAX2數據資料中的9993x3值，計算出等效IIP2性能為+ 65dBm（如上圖2所示）。假設UMTS WCDMA蜂窩系統與DCS1800蜂窩系統位于同一位置，產生的帶外CW阻斷電平為+16dBm（如3GPP2標準中所述）。對于UMTS WCDMA接收器，在天線端子上計算的近似IIP2值為+128dBm。圖3為簡化的接收器前端框圖，其中描述了通過第一混頻器的每個級的級增益、二階交調截點和半中頻靈敏度。

圖3.IIP2示例的簡化框圖。

級聯IIP2的整體性能由級增益、半中頻頻率下的濾波器靈敏度以及混頻器2x2或IIP2性能共同決定。級聯的IIP2會因產品線中前面的功率增益值而降級（dB表示dB）。可以在混頻器前面增加RF靈敏度，以提供額外的雜散抑制。在天線上計算的等效截點提高了半中頻靈敏度（以dB為單位）的兩倍，因為二次諧波失真分量的幅度以所需通道信號的兩倍速率增加。在天線上計算的 IIP2 為：

IIP2Cascade = IIP2Mixer – Gain + 2 × Sensitivity = +128dBm
IIP2Cascade = 65 – (-2 +25 –2) + 2 × (30 +12) = +128dBm

很明顯，MAX2的IIP9993高性能降低了濾波器靈敏度要求，滿足半中頻雜散響應。例如，如果混頻器IIP2從+65dBm降低到+45dBm，級聯濾波器靈敏度必須增加10dB。

結論

通讀本應用筆記后，應該能夠將混頻器的2x2雜散響應值轉換為相應的IIP2值，反之亦然。對這種二階關系的理解水平使RF工程師能夠確定所需應用的適當混頻器性能水平。MAX2 9993GHz混頻器和MAX2 9982MHz混頻器提供優異的900x2 （IP2）性能，從而降低濾波器要求，非常適合高性能無線系統。

審核編輯：郭婷