本振（LO）的殘余相位噪聲可以通過集成電路混頻器中片上本振驅動器/緩沖器的加性噪聲來降低。強RF信號與LO噪聲的相互混合會降低接收器靈敏度。集成混頻器中LO噪聲衰減的規格和評估將使系統設計人員能夠計算接收器的靈敏度損失。

介紹

蜂窩基站接收器在存在高電平阻塞/干擾源的情況下工作，同時需要感測天線上感興趣的微弱信號。干擾源通常被拒絕 通過濾波器，但僅在第一次下變頻后的中頻（IF）下變頻。中頻濾波器之前的LNA和混頻器要求具有高線性度（IP3）和低噪聲系數（NF）。

具有簡化模塊的典型基站接收器如圖1所示。接收器從天線開始，天線具有塔頂極高 Q 值腔調諧濾波器，LNA 位于 靠近天線。一根長同軸電纜將接收到的信號連接到收發器。收發器單元具有級聯LNA、低噪聲混頻器、SAW濾波器和IF放大器，從而形成模數轉換器（ADC）。第一個混頻器執行低至70MHz–100MHz（CDMA 800/GSM 900）或200MHz–300MHz（GSM 1800/GSM 1900/UMTS）典型IF的轉換。

圖1.蜂窩基站接收器的基本模塊。

混頻器模塊的線性度和噪聲要求通常由需要 17dBm 驅動到 LO 端口>無源二極管環形混頻器來滿足（圖 2）。這些基站混頻器是分立設計或混合模塊，由外部50Ω緩沖放大器驅動。因此，可以在施加到混頻器之前濾除本振殘余噪聲。在IC實現中，必須注意指定和設計本地振蕩器驅動器噪聲，以滿足系統要求。可以在芯片輸入端以較低的振蕩器電平執行濾波，以將噪聲限制在kT。緩沖放大器會降低LO相位本底噪聲。在存在大阻塞信號的情況下，由于LO噪聲與強干擾源的相互混合，接收器噪聲會增加。

圖2.帶LO濾波的分立式無源電平17基站接收混頻器。

混頻器噪聲模型

熱噪聲是接收混頻器中最常用的指定和測量噪聲。它描述了具有50Ω匹配RF輸入端口且噪聲功率密度為-174dBm/Hz（kT）的混頻器的噪聲性能o).折合到輸入端的熱噪聲由噪聲系數（10log10F）混合器的規格。

其中
k = 玻爾茲曼常數 （1.381 x 10-23J/K），
To= 絕對溫度 （290K），
F= 混頻器的噪聲因數。

在RF端口存在強RF信號的情況下發生相互混頻。這是NF測量期間未考慮的額外噪聲。相互混合噪聲 N.rm我參考輸入可以在特定的阻塞性水平S進行評估BL.給定混頻器的本底LO噪聲和帶寬B，IF處的相互混合噪聲為

如果干擾源頻率偏移與目標信號的偏移足夠大，則假定相位噪聲平坦。這兩個噪聲源是獨立的，可以總結為圖4所示。在存在阻塞信號的情況下，輸入到輸出的信噪比下降可以表示為

LO噪聲規格

圖3.典型的集成電路基站接收混頻器，集成LO緩沖器和增益 在IF的函數。

LO驅動器的有效本底噪聲

將等式1和2代入3時，描述了LO本底噪聲 （以dBc/Hz為單位）對接收器信噪比的影響。高線性度混頻器通常需要高LO驅動電平，放大器的本底噪聲可能會增加一個數量級。由于倒易混頻會影響IF端口的LO噪聲，如公式2所定義，因此可以通過在IF處測量來測量LO驅動器的本底噪聲。圖5所示的設置可用于測量阻塞條件下的混頻器噪聲。本底噪聲是在無信號下測量的，然后在阻塞條件下測量的。該 NBL由輸出本底熱噪聲組成，N千o和輸出倒易混頻噪聲，N.rmo由SAW濾波器和IF放大器改變。N千o由小信號噪聲 （F） 和增益 （G） 測量值確定。

N.rmo可以從N中分離出來BL可以計算集成LO驅動器的（dBc/Hz）。指定集成電路混頻器的有效本底噪聲有助于系統設計人員根據公式3估算信噪比（SNR）的劣化。

圖4.混頻器噪聲表示為熱噪聲和倒數混合噪聲的總和。

計算示例

MAX9993為有源混頻器，設計用于PCS/DCS/UMTS （1.7G–2.2G）應用。它的典型增益為8.5dB，NF為9.5dB，IIP3 = 23.5dBm，P1dB = 13.0dBm，工作在0和6dBm之間。折合到輸入端的熱噪聲，N千我為 -174 + 9.5 = -164.5dBm/Hz 和輸出本底熱噪聲，N千o為 -174 + 9.5 + 8.5 = -156 dBm/Hz。本例中的工作頻率為 f如果=190兆赫 ， f瞧= 1800MHz 和 f射頻= 1990兆赫。注入與 fRF 偏移 5MHz 的 25dBm 阻塞信號 （fbl=2015MHz），并使用 190MHz 中頻濾波器 （SAWTEK 855770） 在 215MHz 處抑制阻塞信號，使用安捷倫 E127B 頻譜分析儀在 -4404dBm/Hz 處測量 Nbl。在沒有阻塞器的情況下，設置的本底噪聲測量值為 N千o= -134分貝/赫茲。設置中使用的IF放大器的增益為29.5dB，NF為2.5dB。測得的N千o同意使用實驗設置中模塊的增益和NF進行計算。

圖5.測量阻塞條件下噪聲并推導的實驗裝置

圖6.本振噪聲indBc/Hz與輸入本振的關系驅動MAX9982的功率與溫度的函數關系。

在存在阻塞信號的情況下，本底噪聲的增加歸因于混頻器輸出的信噪比從N下降千o到 NBL.本底噪聲（NBL）由頻譜分析儀測量的噪聲貢獻來自熱、倒易混頻噪聲、SAW和IF放大器。對于級聯塊分析，混頻器的有效噪聲系數從9.5dB增加到16dB，以考慮測量的總輸出噪聲功率。從復合噪聲（NBL）、相互混合噪聲N.rm我可以使用混頻器噪聲部分中開發的方程進行提取。公式3所示的信噪比衰減為16dB。求解 N.rm我在公式 3 中，得出

折合到輸入端的倒數混頻噪聲N.rm我= 15dBm/Hz - 174dBm/Hz = -159dBm/Hz。由于使用了5dBm阻塞器，因此為-164dBc/Hz。這遠低于-151dBc/Hz的GSM要求。

定義為信噪比（dBc/Hz）的LO噪聲隨LO驅動而變化，因為驅動信號受LO緩沖器的限制。第二個示例對此進行了說明。

MAX9982為蜂窩CDMA/GSM頻段（825MHz–915MHz）高線性度混頻器，輸入IP3>26dBm，增益為3dB，NF = 11dB。該混頻器能夠采用-5dBm至+5dBm的LO驅動工作。大多數規格與驅動信號無關。圖6顯示了（dBc/Hz）與驅動電平的函數關系圖。用于此測量的設置與圖5中的設置相同。來自SAWTEK（86）的6.854823MHz GSM IF濾波器用于衰減IF處的阻塞信號（DUT為5dBm）。

結論

本文討論了本振緩沖放大器噪聲在基站IC混頻器設計規范中的作用。使用簡單的噪聲模型，可以從阻塞條件下的總噪聲中提取倒數混合分量。通過測量阻塞條件下的總輸出噪聲來表征兩個集成電路基站混頻器的內部緩沖放大器的LO噪聲。該數據可用于計算阻塞條件下接收器靈敏度的損失。

審核編輯：郭婷