以下應(yīng)用筆記描述了子采樣接收器中一些最重要的系統(tǒng)級(jí)參數(shù)。它還展示了各種方法，可幫助系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員確定滿量程范圍、小信號(hào)本底噪聲、信噪比和無雜散動(dòng)態(tài)范圍等特性所需的性能參數(shù)需求。

寬帶電信接收器設(shè)計(jì)總是需要外差架構(gòu)，以便在存在干擾源或阻塞信號(hào)的情況下實(shí)現(xiàn)最佳靈敏度性能。本文以蜂窩CDMA2000多載波接收器設(shè)計(jì)為例，討論了影響模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）元件選擇的一些最重要參數(shù)，如中頻頻率、接收器的模擬功率增益、信號(hào)帶寬和ADC的采樣時(shí)鐘頻率。通過設(shè)計(jì)示例，討論了以下附加ADC參數(shù)：滿量程（FS）功率、小信號(hào)本底噪聲（SSNF）、信噪比（SNR）和無雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）。16位、80Msps MAX19586 ADC是目前所有ADC中最低的本底噪聲，無需在接收器設(shè)計(jì)中使用增益降低技術(shù)或自動(dòng)增益控制（AGC）。憑借出色的噪聲性能以及SFDR性能，MAX19586滿足或超過此類應(yīng)用的所有ADC要求。

外差接收器包括一個(gè)第一混頻器 （LO1），用于將射頻波形轉(zhuǎn)換為第一中頻 （IF） 信號(hào)（圖 1）。該IF信號(hào)可以數(shù)字化或饋送到第二個(gè)混頻器（LO2），以將所需信號(hào)轉(zhuǎn)換為更低的IF。將信號(hào)轉(zhuǎn)換為較低的IF頻率可以利用ADC更好的噪聲和線性度性能，這通常在較低頻率輸入時(shí)實(shí)現(xiàn)。一種稱為子采樣的技術(shù)用于以滿足信號(hào)帶寬奈奎斯特準(zhǔn)則的速率對(duì)實(shí)際帶通信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化，但不符合其絕對(duì)頻率。使用這種技術(shù)，ADC將真實(shí)信號(hào)數(shù)字化，然后使用數(shù)字信號(hào)處理（DSP）方法將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字域中的復(fù)雜組件。此技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)包括降低硬件復(fù)雜性和成本。這些優(yōu)點(diǎn)是可能的，因?yàn)樽硬蓸臃椒▓?zhí)行部分下變頻任務(wù)。但是，這種架構(gòu)要求ADC具有更高的時(shí)鐘速度和更大的整體動(dòng)態(tài)范圍（即更低的噪聲和更高的線性度）。盡管子采樣技術(shù)提供了好處，但一個(gè)重要的缺點(diǎn)是噪聲混疊。如果輸入信號(hào)沒有充分的頻帶限制，這種混疊會(huì)降低等效的ADC SNR性能，從而使混疊頻帶中的噪聲被數(shù)字化，并與所需信號(hào)一起轉(zhuǎn)換為基帶。

圖1.使用性能曲線確定所示外差接收器的ADC NF、接收器功率增益和最高阻塞電平之間的權(quán)衡。

假設(shè)圖1中的簡(jiǎn)化框圖代表蜂窩基站系統(tǒng)的典型雙下變頻接收器，其中兩個(gè)相同的接收器分支通常用于分集接收。如果消除LO2，則可實(shí)現(xiàn)單個(gè)下變頻實(shí)現(xiàn)。假設(shè)ADC對(duì)三個(gè)連續(xù)的cdma2000載波進(jìn)行數(shù)字化處理，每個(gè)載波的帶寬約為1.23MHz。載波將在ADC之后使用DSP方法進(jìn)行調(diào)諧和濾波。在本例中，選擇ADC時(shí)鐘速率為cdma64載波芯片速率2000.1Msps或2288.78Msps的64倍。對(duì)于子采樣接收器，時(shí)鐘速率建立奈奎斯特帶寬（f?時(shí)鐘/2），這是計(jì)算ADC有效噪聲系數(shù)（NF）時(shí)的一個(gè)重要因素。

對(duì)于此示例，假設(shè)目標(biāo)系統(tǒng) NF 為 4dB，模擬電路 NF 為 3.8dB。因此，為了在沒有阻塞信號(hào)的情況下滿足系統(tǒng)靈敏度，ADC只能為系統(tǒng)總NF貢獻(xiàn)0.2dB。請(qǐng)注意，4dB的NF值明顯優(yōu)于3GPP2 cdma2000標(biāo)準(zhǔn)的要求。然而，它代表了許多蜂窩基站制造商為提供最低要求的裕度而追求的性能。圖1中的曲線顯示了滿足目標(biāo)系統(tǒng)噪聲系數(shù)所需的模擬功率增益和ADC NF的組合，以及天線上可以容忍的最高帶內(nèi)干擾源（阻塞源），而無需使用自動(dòng)增益控制。模擬電路所需的功率增益取決于ADC的等效NF性能，可以根據(jù)其FS功率電平（以dBm為單位）、SSNF和轉(zhuǎn)換速率來計(jì)算。

圖2.一旦知道ADC采樣頻率和IF帶寬，圖形表示就可以簡(jiǎn)化識(shí)別混疊頻段的任務(wù)。

圖2說明了未濾波噪聲如何混疊到所需頻段，從而提高ADC SSNF電平并降低SNR性能。在本例中，三個(gè)cdma2000 RF載波在135MHz帶寬下變頻至5MHz，并施加于ADC輸入。該輸入信號(hào)的二階和三階諧波由ADC產(chǎn)生，可以忽略，因?yàn)樗鼈儾粫?huì)混疊回所需頻段。雖然該圖僅顯示2個(gè)奈奎斯特頻段，但假設(shè)ADC全功率輸入帶寬擴(kuò)展到3MHz，則高達(dá)16個(gè)奈奎斯特頻段的信號(hào)頻率可以有效地混疊到目標(biāo)頻段。如果衰減不當(dāng)，這些混疊信號(hào)頻率會(huì)降低ADC噪聲性能。

假設(shè)采樣頻率為78.64Msps，所需IF帶寬為5MHz，則混疊頻帶從DC擴(kuò)展到629.12MHz（8 x f時(shí)鐘） 的中心為 22.28MHz、56.36MHz、100.92MHz、179.56MHz，依此類推到 606.84MHz。第3和第5個(gè)混疊帶中心頻率與奈奎斯特帶邊緣的頻率偏移分別為Δf1和Δf2。總之，有一個(gè)以135MHz為中心的所需頻段和15個(gè)混疊頻段。如果只有一個(gè)混疊頻段的噪聲未經(jīng)濾波進(jìn)入ADC模擬輸入，則噪聲系數(shù)下降將為10 x log（2）或3dB。如果混疊頻帶中沒有濾除噪聲，假設(shè)ADC對(duì)每個(gè)混疊頻段的數(shù)字化效率與所需信號(hào)一樣高效，則ADC的有效噪聲系數(shù)理論上會(huì)降低10 x log（15）或11.8dB。

為了正確濾除混疊頻帶中的噪聲，最接近的高邊混疊頻帶（>16.177MHz）和最接近的低邊混疊頻帶（<06.103MHz）的最小衰減目標(biāo)為42dB，以確保發(fā)生小于0.2dB的噪聲衰減。當(dāng)然，更多的衰減將產(chǎn)生更少的ADC NF劣化。

圖3.必須針對(duì)兩種信號(hào)條件確定ADC要求：靈敏度和存在大干擾源（阻塞信號(hào)）時(shí)。

使用相同的cdma2000示例，圖3說明了兩種情況下所需的ADC性能：a）不存在阻塞信號(hào)時(shí)的接收器靈敏度，以及b）存在阻塞信號(hào)時(shí)接收器靈敏度下降。

為了計(jì)算ADC在這兩種條件下的有效噪聲系數(shù)，假設(shè)ADC輸入端接一個(gè)等效的200Ω電阻，并計(jì)算FS功率電平。對(duì)于 2.56V 的滿量程電壓輸入P-P，F(xiàn)S 功率電平等于 +6dBm （RMS）。在無阻塞信號(hào)的情況下，假設(shè)ADC SSNF為-82dBFS，并計(jì)算出奈奎斯特帶寬中的ADC本底噪聲電平，當(dāng)時(shí)鐘頻率為76.78Msps時(shí)，等于-64dBm。在 1Hz 帶寬中，本底噪聲電平為 -152dBm;與-174dBm/Hz的本底熱噪聲相比，假設(shè)噪聲頻譜在奈奎斯特帶寬內(nèi)的所有頻率上都是平坦的，ADC的有效噪聲系數(shù)為22dB。這種噪聲系數(shù)性能很難通過ADC獲得，但使用MAX19586可以實(shí)現(xiàn)。

圖1圖顯示，當(dāng)ADC的有效噪聲系數(shù)為31dB時(shí)，模擬電路必須提供4.4dB的功率增益才能實(shí)現(xiàn)22dB的系統(tǒng)噪聲系數(shù)。對(duì)于這種規(guī)格組合，不使用自動(dòng)增益控制時(shí)可以容忍的最高RMS阻塞信號(hào)為-27.4dBm，如圖3所示的功率電平：

滿量程 - 裕量 - 增益 = +6dBm - 2dB - 31.4dB = -27.4dBm

在任何接收器中，當(dāng)存在高電平阻斷因子時(shí)，通常使用AGC級(jí)。然而，降低增益通常會(huì)導(dǎo)致較高的總接收器NF，從而降低所需的接收器靈敏度。在多載波接收器中，當(dāng)試圖在存在大型阻塞器的情況下檢測(cè)最小的載波時(shí)，這尤其有害。如果ADC具有非常低的本底噪聲（MAX19586也是如此），則最初需要較少的增益即可達(dá)到所需的靈敏度。因此，接收器能夠在不使用AGC的情況下容忍較大的阻塞信號(hào)。

當(dāng)天線上同時(shí)存在帶內(nèi)阻塞器和所需的cdma2000載波時(shí)，3GPP2標(biāo)準(zhǔn)允許3dB靈敏度下降。這種退化包括模擬電路和ADC噪聲和失真增加的影響。假設(shè)1dB的退化預(yù)算用于模擬電路，2dB預(yù)算用于ADC。在本例中，系統(tǒng)NF（加上失真）從4dB增加到7dB，增益保持在31.4dB。在 4Hz 帶寬內(nèi)，模擬電路的新 NF 加失真為 8.34dB，ADC NF 加失真為 4.139dB 或 -6.1dBm（圖 3）。在奈奎斯特帶寬中，等效噪聲加失真電平為-63.6dBm。

作為第一個(gè)近似值，假設(shè)ADC噪聲和雜散功率對(duì)總ADC NF加失真的貢獻(xiàn)相等，則奈奎斯特帶寬分別低3dB或-66.6dBm。將此電平與ADC輸入端+4dBm的阻塞功率進(jìn)行比較，可獲得所需的70.6dBSNR性能。所需載波帶寬中的噪聲功率可以通過將cdma2000載波帶寬中的噪聲功率與奈奎斯特帶寬中的噪聲功率之比來計(jì)算。在這種情況下，載波帶寬中的噪聲功率為10 x log（1.23MHz / 39.32MHz）或-15dB，低于-66.6dBm（即-81.6dBm）。由于假設(shè)噪聲和失真功率相等，因此雜散功率也為-81.6dBm，因此ADC SFDR性能（-85.6dB）如圖3所示。

總之，本文介紹了子采樣接收器中一些最重要的系統(tǒng)級(jí)參數(shù)，并說明了確定所需的ADC滿量程功率電平、SSNF、SNR和SFDR所需的方法。MAX19586 ADC是該接收器設(shè)計(jì)的絕佳選擇。

審核編輯：郭婷