本應用筆記介紹了Maxim的第二代TD-SCDMA射頻收發器芯片組及其V2.2參考設計。它還討論了一些關鍵系統問題，如靈敏度和阻塞測試，為了創建最佳的TD-SCDMA RF設計，需要仔細考慮這些問題。

美信TD-SCDMA射頻收發器芯片組

Maxim的TD-SCDMA手機射頻芯片組由MAX2507（Tx）和MAX2392（Rx）組成。兩款RF IC均采用Maxim內部高頻工藝技術制造。MAX2507為完全集成的發送芯片，包括從模擬I/Q輸入到功率放大器輸出的電路。其主要功能模塊包括 I/Q 正交調制器、上變頻器、可變增益放大器 （VGA）、RF 壓控振蕩器 （VCO） 和鎖相環 （PLL）、IF 本振生成器和 RF 功率放大器 （PA）。該器件采用 7mm x 7mm 焊盤柵格陣列 （LGA） 封裝。配套的零中頻接收器MAX2392包括從低噪聲放大器（LNA）到模擬I/Q輸出的電路。其主要功能模塊包括LNA、RF I/Q解調器、RF VCO和PLL電路、基帶通道選擇濾波器、直流失調校正電路和自動增益控制（AGC）基帶放大器。MAX2392采用5mm x 5mm QFN封裝。便于 OEM 無線電射頻板設計的完整參考設計顯示，有效整體 PCB 尺寸為 6.6cm2.參考設計的功能框圖如圖1所示，參考板的照片如圖2所示。

TD-SCDMA 標準中的接收要求

TD-SCDMA標準的主要Rx要求如表1所示。需要滿足的最低靈敏度為-108dBm，而阻塞規格是具有頻率偏移的峽谷形狀。

圖1.TD-SCDMA 參考設計功能框圖。

圖2.TD-SCDMA 參考設計板。

靈敏度和阻斷規格分析及測量結果

接收器靈敏度是一種系統規格，受RF通道中的信號質量和DSP調制解調器部分的基帶處理的影響很大。在最小輸入信號電平條件下，RF通道質量完全受接收器噪聲貢獻的限制，噪聲貢獻由其噪聲系數（NF）決定。請注意，在這些信號條件下，不考慮接收器相位噪聲，因為它的電平遠小于熱噪聲的水平。因此，接收器相位噪聲對輸入SNR的退化影響最小。在 3GPP TR 25.945 標準 [3] 中，接收器靈敏度規定為 -108dBm。基于典型基帶處理增益和解調后所需的BER，該接收器靈敏度對應于9dB的最大接收器NF。TD-SCDMA參考設計接收器路徑的實測噪聲系數（如圖1所示）約為5.7dB。因此，相應的測量靈敏度為-111dBm，比標準規格增加了3dB裕量。

帶內阻塞信號對接收機性能的影響通常表現為三種現象：交叉調制、二階互調產物和互易混頻，以下三個小節將對此進行討論。

交叉調制

圖3.交叉調制產品。

圖3顯示了放大器或混頻器等非線性元件中發生的交叉調制現象。圖中，f 處的信號1是具有一定帶寬的調制阻塞器，CW信號在f2表示所需的信號。在放大器輸出端，三角互調產物在f2以所需的信號頻譜為中心。這種交叉調制產物通常與元件的三階非線性特性有關，因此也與元件的三階交調截點有關。當阻塞信號具有類似高斯噪聲的正態分布時，可以使用以下公式估算所得交叉調制產物的功率：

在輸入信號也被調制的情況下，輸出乘積的形狀是三角形的卷積和信號功率頻譜密度函數。當阻塞信號特性偏離高斯噪聲樣正態分布時，交調產物變小。當干擾信號被視為具有恒定包絡的調制阻塞信號時，交叉調制產物為零。

3GPP TDD標準規定，在±3.49MHz偏移時，-4dBm調制干擾源的靈敏度允許8dB下降。如果我們認為靈敏度下降完全由交叉調制產物引起，那么只要交叉調制產物的功率相對于接收器在靈敏度水平下的帶內熱噪聲功率較小，就可以達到該性能水平。假設接收器的噪聲系數小于標準要求的9dB，我們可以從公式2中推導出等效接收器的三階交調截點，由交叉調制決定。

二階互調積 （IM2）

圖4.二階交調積。

調制阻塞器產生的二階交調產物由三個分量組成，如圖2所示：直流偏移、4Hz左右的低頻產物和0f左右的產物1.當阻塞信號的信號統計服從類似高斯噪聲的正態分布時，三個分量的功率相等，可以使用圖4所示的公式進行估算。當阻塞信號的信號統計接近恒定包絡信號時，低頻產物的功率電平最小化。當干擾信號是恒定包絡阻塞信號時，輸出端不會產生低頻IM2產物。在零中頻接收器的I/Q輸出端，這些低頻和DC IM2分量落在所需的下變頻信號頻段內，可能導致接收器性能下降。在MAX2392接收器電路中，直流失調在片內被移除;因此，在查看接收機干擾預算時，只需要考慮低頻IM2產品。

3GPP TDD標準規定，在±3.49MHz偏移時，-4dBm調制干擾源的靈敏度允許8dB下降。與交叉調制情況類似，如果考慮到靈敏度下降僅由低頻IM2乘積引起，并且接收器的NF小于標準要求的9dB，我們可以估計所需的接收器二階交調截點IIP2，接收，如公式3所示。假設后混頻基帶選擇濾波器中消除了下變頻帶內阻塞信號，則接收器二階交調截點完全由零中頻下變頻器模塊的交調截點決定。

注意：“-3”一詞取決于調制指數。

MAX2392有四種工作模式。建議使用高增益高線性度 （HGHL） 和高增益中等線性度 （HGML） 模式，以便在存在大阻塞信號的情況下接收微弱信號。兩種模式均可產生測量的 IIP2，接收 >參考設計接收器部分為+15dBm，滿足要求，裕量至少為12dB。

相位噪聲和倒易混頻

3GPP TD-SCDMA標準沒有明確規定VCO的相位噪聲;相反，它派生自依賴于它的其他規范。如前所述，發射器EVM是受發射器VCO+PLL相位噪聲影響的參數之一，盡管它對無線電沒有嚴格的相位噪聲要求。接收器靈敏度也取決于LO相位噪聲，但它也不會對無線電提出嚴格的相位噪聲要求，即使在16QAM調制的情況下也是如此。傾向于對LO相位噪聲施加嚴格規范的兩個規范是阻塞和雙音交調特性的最低要求。這些強加的規格表現為一種稱為倒易混頻的現象，或將LO邊帶噪聲調制到干擾源上，如圖5所示。

圖5.將LO相位噪聲相互混合到干擾器上。

如阻塞和雙音互調要求討論中所述，在這些測試場景中，接收器靈敏度允許降低3dB。我們假設所有劣化都是由于相位噪聲互易混合造成的，并且接收器噪聲系數小于標準要求的9dB。然后，我們可以使用以下公式推導出所需的LO相位噪聲：

阻塞和雙音交調測試用例中記錄的最大干擾功率為-46dBm音調，與所需信號中心頻率偏移±3.2MHz。將該值代入上式，我們得到接收器LO相位噪聲在載波偏移119.3MHz時小于-2dBc/Hz的要求。MAX2392 VCO的實測相位噪聲為-129dBc/Hz，滿足裕量為10dB的要求。

對于帶外阻塞，LNA之前的SAW濾波器將所有帶外干擾降低到可接受的水平，以避免LNA壓縮。LNA和混頻器之間可能不需要SAW濾波器，因為與混頻器IP2和IP3相比，LNA輸出端的阻塞電平已經足夠低。級間濾波器提供所需的巴倫功能，因此無需額外費用即可提供額外的濾波優勢。例如，在±85MHz偏移時，指定的阻塞信號為-15dBm。如果SAW提供30dB衰減，則LNA處的阻塞電平為-46dBm（T/R開關的1dB損耗），這與帶內阻塞電平相似，可以通過上述方法從IM2和IM3的角度進行分析。測量結果表明，在每個阻斷器測試中，3GPP 要求的裕量至少為 3dB。

總結

Maxim的TD-SCDMA參考設計V2.1完全符合3GPP標準要求，所有關鍵接收器規格的裕量至少為3dB。

審核編輯：郭婷