除了信號失真、效率低下和駐波外，傳輸線與其負載之間的阻抗不匹配所反射的射頻能量也會損壞信號源，例如功率放大器（PA）。但是，基于對數放大器的電路和檢測產生的駐波電壓駐波比（VSWR）的定向耦合器可用于觸發PA保護，使其免受過多的VSWR值的影響。

駐波比是電路中阻抗失配的量度。較大的駐波比會在RF電路中引起許多問題。最壞情況的影響包括對RF/微波高功率放大器（HPA）的永久性損壞，通常稱為VSWR故障。保護HPA免受此類災難至關重要。本文演示了一種方案，用于檢測VSWR條件，并使用定向耦合器和高性能RF對數放大器保護HPA免受此類故障的影響。設計并測試了駐波比檢測和保護方案的原型。在配備擬議的保護方案時，即使受到 VSWR > 4：1 的 VSWR ，特定的 HPA >設計也會因 15：1 而損壞。

沿傳輸線的電壓和電流通過稱為特性阻抗（ZO).當沿傳輸線傳播的傳導RF能量遇到等于特性阻抗的負載時，所有可用功率都輸送到負載。沿傳輸線的任何不連續性（不匹配）都會改變負載阻抗，從而導致沿線反射電流和電壓，從而產生駐波。入射波和反射波具有建設性和破壞性的干涉，導致最大值（V.max） 和最小值 （V最小） 如圖 1 所示。電壓駐波比（VSWR）是這種不匹配的衡量標準，定義為V的比值.max/V最小.

圖1.失配下傳輸線上的駐波是入射波和反射波的疊加。

完美匹配的阻抗 （VSWR=1：1） 可實現理想的功率傳輸，而嚴重不匹配的阻抗（高 VSWR） 可減少向負載的功率傳輸。高駐波比可能會導致系統中任何位置出現問題，但天線前面的PA對這些事件最敏感。過多的駐波比會減小無線電的工作范圍，導致發射信號使接收部分飽和或導致無線電發熱。更嚴重的影響會損壞發射器，并通過一些災難性的故障機制（例如燃燒）破壞傳輸線電介質。高駐波比還會導致電視廣播系統中的陰影，因為天線反射的信號再次從功率放大器反射，然后重新廣播，導致類似多路徑的現象。

駐波比檢測

公式1和圖1顯示，如果反射系數已知，則可以計算VSWR。

其中

Vi = 入射波;Vr = 反射波;Z0 = 特性阻抗;ZL= 負載

圖2顯示了放置在源和負載之間的定向耦合器，用于隔離和采樣來自負載的入射波和反射波。在高方向性下，入射波與反射波的比值等于反射系數，如公式2所示。因此，在定向耦合器和探測器的幫助下，可以檢測反射波和入射波并進行后處理（執行反射波和入射波的劃分）以測量反射系數。

圖2.定向耦合器對失配負載的入射和反射功率進行隔離和采樣。

其中

C = 耦合系數;D = 方向性
θ 和 Φ = 通過耦合器的未知相位延遲
VC = 耦合器耦合端口（端口C）上的電壓，入射波的樣本
VD = 耦合器反射端口（端口 D）上的電壓，反射波的樣本

一旦入射和反射信號被采樣和隔離，就需要檢測這些信號的幅度，這需要雙探測器。最佳檢測方法是通過考慮測量精度和溫度范圍內的檢測范圍來確定的。

檢測方法的準確性將決定VSWR測量的準確性。由于兩個通道之間的耦合，用于檢測入射波和反射波的輸出精度會降低，特別是當兩個通道以不同的功率水平工作時。這意味著隔離是探測器選擇的主要標準之一。這種隔離標準是雙重的：兩個RF通道輸入之間的隔離，以及一個RF通道的輸入與另一個RF通道輸出的隔離。使用網絡分析儀可以輕松測量兩個輸入之間的隔離，但輸入到輸出的隔離更為重要。輸入至輸出隔離的測量方法是增加一個通道的功率電平，直到它開始影響另一個通道的功率檢測精度（在其動態范圍內功率水平要低得多）1 dB。兩個功率電平之間的區別在于輸入至輸出隔離。可以使用不同值的耦合器和衰減器來定位輸入端的功率電平，以減小耦合。印刷電路板上的耦合也會影響隔離。布局時應注意將RF輸入彼此隔離。

入射信號的檢測范圍相當于發射器的輸出功率范圍，但對接口反射的反向傳播信號的檢測需要更大。反射功率電平的范圍可以從非常小的信號電平（當PA和天線之間存在良好的阻抗匹配時）到與入射信號的最大電平一樣大的信號電平（當傳輸線上有開路或短路時），需要具有高動態范圍的探測器。

對數減法等效于除法的事實使得執行復雜的信號除法數學變得容易，這是為VSWR檢測選擇對數放大器的一個重要原因。對于使用對數放大器的VSWR測量，兩個檢測器應位于同一芯片上，以便為溫度和過程變化提供良好的匹配。對數放大器還具有比其他探測器類型更大的動態范圍。所有這些都表明，用于VSWR應用的最佳檢測方法是具有高動態范圍和良好溫度精度的雙對數放大器。

除了差分輸出外，最好能夠訪問單獨的對數放大器輸出，因為大多數RF設計人員使用此信息同時確定Tx部分的輸出功率。ADL5519是雙通道對數檢波器的一個很好的例子，它具有單獨的通道輸出以及兩個通道之間的差異。如圖3所示，ADL5519在低頻至54 GHz范圍內提供8 dB的動態范圍，溫度漂移小于±0.5 dB，是檢測入射波和反射波并同時控制輸出功率的理想解決方案。ADL5519 （>30 dB）出色的輸入至輸入和輸入至輸出通道隔離特性（如圖4和圖5所示）使該器件適用于雙RF通道系統。AD8302可用于不需要單獨對數輸出的場合。

圖3.ADL5519在900 MHz時的對數一致性在±1 dB以內，在整個溫度范圍內的漂移<0.5 dB。

圖4.ADL5519的一個RF通道輸入與另一個RF通道輸入的隔離。

圖5.ADL5519的一個RF通道輸入與另一個RF通道輸出的隔離。

有許多方法可以保護放大器免受高駐波比的潛在損害。高駐波比條件在高輸出功率下通常是災難性的，因此保護電路的目標應該是降低輸出功率，從而使放大器處于安全工作模式。VSWR檢測方法與放大器的架構無關，但架構的功率控制方案確實會影響放大器保護機制的選擇。

對于放大器功率由外部引腳控制的情況，當VSWR事件超過預定參考電平時，輸出功率很容易降低。所提出的保護方案能夠改變該參考電平，將VSWR保護擴展到幾種不同的PA架構。

駐波比保護原型結果

這種VSWR保護機制用于在嚴重失配的情況下保護GSM PA。使用定向耦合器和雙檢測器檢測反射系數。當VSWR超過安全限值時，通過調節放大器功率控制引腳上的電壓，觸發保護電路，降低放大器的輸出功率。

VSWR檢測電路如圖6所示，由一個定向耦合器、一個雙對數檢測器和一個箝位電路組成。HPA和負載之間的定向耦合器將入射波和反射波樣本耦合到耦合和反射端口上，然后將其饋送到ADL5519或AD8302等雙對數檢波器。使用耦合因子為30 dB、在15 MHz時方向性大于900 dB的定向耦合器將耦合信號和反射信號定位在探測器的檢測范圍內。

圖6.VSWR檢測和保護裝置采用定向耦合器和雙對數檢測器。

來自反射端口的功率（PD）的定向耦合器，其與駐波比成比例，被饋送到檢波器的輸入通道之一。耦合端口的功率（PC），獨立于 VSWR，被饋送到另一個輸入通道。如公式3所示，雙對數檢波器計算這兩個信號的對數減法，得到差輸出V差異與反射和耦合信號的比率成正比，相當于反射系數。這些方程適用于具有高方向性（>40 dB）的耦合器。在較低的方向性下，測量的V差異輸出將是駐波比相位的函數。發現 15 dB 的方向性足以區分 1.5 和 3.0 的 VSWR，而不必擔心 VSWR 的相位。

其中

VDIFF是雙對數放大器檢測器的差輸出（V）
VSLP 是對數放大器檢波器的斜率 （mV/dB）
PINT是VOUT與PIN曲線的X軸截距（dBm）（見圖4）
VLVL 是恒定共模電壓電平 （V）
ZIN 是檢波器的輸入阻抗

當對數檢波器的差分輸出（VDIFF）增加預定義電壓電平（VREF）時，基于運算放大器的箝位電路觸發，表明VSWR條件較高。一旦檢測到高駐波比條件，HPA 就會使用其功率控制電壓端口 （VAPC） 斷電進入安全工作模式。在決定 VREF 水平時，應考慮 PA 的 POUT 與 VAPC 特征。在此工作模型中，VREF電平設置為觸發VSWR值>1.5：1的箝位電路。

圖7所示的GSM PA在900 MHz時暴露于>4：1的VSWR時會受到不可逆的損壞，POUT = 34.5 dBm。在使用這些條件進行的檢測器電路實驗測試中，即使在承受15：1的VSWR>后，類似的GSM PA也能正常工作，如圖8所示。這些結果表明，該設備能夠在嚴重的失配條件下保護功率放大器。

圖7.900 MHz 的 GSM PA 在暴露于 4：1 > 的 VSWR 時會損壞。

圖8.當配備使用定向耦合器和雙對數檢測器的 VSWR 檢測和保護裝置時，即使暴露于 VSWR > 900：15 的 GSM PA 也能正常工作。

審核編輯：郭婷