本文研究了L1頻段民用GPS應用中基于軟件的接收器的基本理論，包括對信號采集和跟蹤的討論，以及接收器中位同步的需求。此外，還簡要介紹了L1頻段GPS接收器MAX2741，該接收器用作接收器的緊湊且價格低廉的RF前端。

用于全球定位系統（GPS）的軟件技術1, 2最近引起了通信和導航工程師日益增長的興趣。得益于VLSI的發(fā)展，強大的CPU和DSP現在能夠使用軟件實時檢測和解碼GPS信號。由此產生的基于軟件的GPS接收器在修改設置以適應新應用方面提供了相當大的靈活性，無需重新設計硬件，對不同的頻率計劃使用相同的電路板設計，并實施未來的升級。本文重點介紹軟件GPS接收機基本理論的CDMA通信方面。對于導航消息的解碼和位置計算，感興趣的讀者可以參考James Bao-Yen Tsui的書，全球定位系統接收器的基礎：一種軟件方法。3

GPS系統由24顆空間衛(wèi)星或航天器（每顆由唯一的PRN代碼標識）、一個地面控制站和用戶設備（接收器）組成。對于民用GPS應用，衛(wèi)星通過位于1.1GHz的L57542頻段進行通信。

GPS接收器需要至少四顆衛(wèi)星的視線“可見性”才能建立可靠的位置。信號的采集和跟蹤非常復雜，因為每個信號都隨時間和接收器位置而變化。基于軟件的GPS接收器（圖1）的RF前端首先使用低噪聲放大器（LNA）放大微弱的輸入信號，然后將信號下變頻至約4MHz的低中頻（IF）。這種下變頻是通過使用一個或兩個混頻器將輸入RF信號與本振信號混合來實現的。產生的模擬中頻信號通過模數轉換器（ADC）轉換為數字中頻信號。

圖1.軟件 GPS 接收器的簡化圖。

Maxim在MAX2741中集成了該硬件（LNA、混頻器和ADC），從而顯著縮短了應用開發(fā)時間。其兩級接收器放大入射1575.42MHz GPS信號，將其下變頻至37.38MHz的第一中頻，進一步放大，然后下變頻至3.78MHz的第二中頻。內部2位或3位ADC（可選擇為具有1位或1位幅度的2位符號）對第二個IF進行采樣，并將數字化信號輸出到基帶處理器。集成的頻率合成器可實現靈活的頻率規(guī)劃，只需更改設置，即可在同一塊電路板上實現 2MHz 和 26MHz 之間的許多常用參考頻率。集成的基準振蕩器支持使用晶體或溫度補償晶體振蕩器 （TCXO） 進行操作。

傳統的 GPS 接收器在 ASIC 中實現采集、跟蹤和位同步操作，但軟件 GPS 接收器通過在軟件而不是硬件中實現這些模塊來提供靈活性。通過簡化硬件架構，軟件使接收器更小、更便宜、更節(jié)能。您可以使用 C/C++、MATLAB 和其他語言編寫軟件，并將其移植到所有操作系統（嵌入式操作系統、PC、Linux 和 DSP 平臺）中。因此，軟件GPS接收器為移動手機、PDA和類似應用提供了最大的靈活性。?

全球定位系統信號

我們只考慮位于 1GHz 的知名 L1 頻段上的民用 GPS 信號，頻率為 57542.<>GHz。GPS系統實際上是一個簡單的擴頻通信系統。4民用應用的信號發(fā)生模塊如圖2所示。首先，將 50bps 的導航消息重復 20 次以產生 1000bps 的比特流。然后，重復信號通過長度為1023個芯片的唯一C / A代碼進行傳播（芯片是應用偽隨機噪聲碼的速率）。結果是每秒 1.023 兆比特 （Mbps） 的基帶信號。因此，GPS系統的43dB處理增益（G）允許其分辨遠低于熱噪聲水平的信號。

圖2.民用GPS信號的結構。

每顆衛(wèi)星都被分配了一個唯一的C/A代碼，也稱為黃金代碼。5由于黃金代碼表現出優(yōu)異的自相關和互相關特性，因此廣泛用于CDMA通信系統，如WCDMA，cdma2000等。基帶信號通過二進制相移鍵控（BPSK）進行調制，并上變頻至L1頻段進行傳輸。?

收購

由于GPS是CDMA通信系統，因此接收器必須同步偽隨機噪聲（PRN）代碼，作為解調數據的先決條件。代碼同步通常分兩步實現：用于粗碼對齊的代碼采集和用于精細對齊的代碼相位跟蹤。6

更明確地說，GPS接收器必須首先確定它是否對某些衛(wèi)星具有視線可見性。眾所周知，每顆衛(wèi)星都由唯一的C / A代碼區(qū)分。當衛(wèi)星可見時，采集確定信號的頻率和碼相位，進而建立相應的解調參數。接收信號頻率因多普勒效應而異7，這會導致頻率偏離其標稱值 5kHz 至 10kHz，具體取決于衛(wèi)星相對于接收器的速度。

信號采集的目的是粗略地確定載波頻率和C/A碼相位，C/A碼相位表示數據塊中C/A碼的開始。常見的采集方法包括串行搜索，由于其簡單的邏輯架構，它是硬件實現的理想選擇，以及頻域并行碼相采集，其低計算復雜度使其適用于軟件實現。

串行搜索模式的框圖（圖3）顯示，接收到的信號首先下變頻為同相和正交（I和Q）分量。然后，一對I-Q相關器將I和Q基帶信號與本地生成的PRN序列相關聯。在一位的持續(xù)時間內積分后，I-Q相關器輸出相加以提供輸出決策變量。

圖3.時域中的串行搜索采集。

每當決策變量超過某個閾值時，系統就會假定相應的采集成功，并進入跟蹤模式。否則，調整局部生成的PRN序列的相對相位和振蕩器頻率以更新決策變量，并重復上述過程。串行搜索方法的簡單邏輯結構使其在ASIC中實現是可行的，但對于軟件實現，由于搜索空間巨大，因此不實用。假設系統容許500Hz載波頻率偏移，多普勒頻率為10kHz，則軟件實現的搜索空間約為2×（10000/500）×1023 = 40，920。顯然，在軟件中進行串行搜索采集是困難的。

另一種采集方法稱為頻域并行碼相采集，在軟件實現中復雜度較低（圖 4）。基本原理是將多普勒頻率和碼相搜索合二為一，在PRN碼的FFT變換之后，將所有碼相信息反映到頻域中。然后，我們只需要搜索多普勒頻率偏移上的空間，從而實現快速有效的軟件搜索。

圖4.頻域中的并行搜索采集。

首先，將輸入信號分別乘以本地產生的正弦和余弦載波（I和Q信號分量）。然后，I和Q分量組合為FFT模塊的復數輸入。此傅里葉變換的結果乘以 PRN 碼的 FFT 變換的共軛（PRN 生成器生成具有零碼相位的代碼）。在實踐中，可以將FFT操作和PRN代碼的生成制成表格，以降低計算復雜性。

最后，輸入信號和本地代碼的乘積（表示輸入頻率和載波頻率之間的校正）應用于傅里葉逆變換，其平方輸出反饋到決策邏輯。基于FFT的頻域已被證明是計算的低消耗者。對于前面提到的示例，采集的復雜性大約為 20000/500 = 40 FFT 操作。圖5顯示了基于FFT的并行碼采集，用于可見（a）和不可見（b）衛(wèi)星的情況。

圖5.相關器輸出，用于當衛(wèi)星可見（a）和不可見（b）時基于FFT的并行碼采集。

因此，串行搜索方法具有方便的ASIC實現所需的簡單邏輯和控制架構。然而，巨大的搜索空間給軟件算法帶來了復雜性。因此，串行搜索方法不是軟件GPS接收器的好選擇。相比之下，并行代碼采集方法的低復雜度使其成為軟件實現的理想選擇。然而，它的邏輯架構比串行搜索方法復雜得多，因此很難在ASIC中實現。

跟蹤

采集可建立 GPS 信號頻率和碼相參數的粗略對齊。因此，跟蹤的目的是優(yōu)化這種對齊，以便系統可以使用精確的碼相位和頻率信息解調數據。跟蹤包括碼相跟蹤和載頻跟蹤。代碼跟蹤是通過圖 6 所示的延遲鎖緊循環(huán) （DLL） 完成的。

圖6.代碼階段跟蹤技術。

DLL 電路將輸入信號乘以 PRN 代碼的三個本地副本（時間定位在 ±0.5 芯片），它們表示相對于輸入信號的早期、提示和延遲到達。積分后，這些信號中的每一個都表示輸入信號與本地副本之間的相關性。然后選擇并保留具有最高相關值的那個（圖 7）。載波頻率跟蹤由鎖相環(huán)（PLL）或Costas環(huán)路執(zhí)行。8載波跟蹤的目的是將本地生成的頻率調整到輸入信號的確切頻率。

圖7.這些波形說明了圖6電路的工作原理。

解調和位同步

在采集和跟蹤建立初始同步后，可以解碼導航位。數據解調首先將1.023Mbps輸入信號解擴為1000bps位流。然后調用位同步以從 50bps 流中恢復 1000bps 信息。

對于位同步，我們首先需要確定時間上位的開始。這是通過找到過零邊沿（0V）來實現的，該邊沿表示位的開始。當知道該邊沿時，我們可以以 1000ms 的間隔對 20bps 的輸入流進行分區(qū)，因為我們知道導航數據消息（50 位）的持續(xù)時間為 20ms（圖 8）。最后，對間隔為20ms的位樣本求和并取平均值，以解碼導航數據。

圖8.位同步的注冊方法。

結論

本文簡要介紹了有關軟件GPS接收機的某些主題，包括GPS信號結構，采集，跟蹤和位同步。軟件GPS技術為許多潛在應用提供了高度的靈活性和簡單性。為了支持這些可能性，MAX2741緊湊、價格低廉的RF前端為軟件GPS接收器和傳統硬件實現的頻率規(guī)劃提供了靈活性。當然，每種解決方案都有其優(yōu)點和缺點 - 軟件GPS接收器需要高性能處理器和適量的內存。

審核編輯：郭婷