CMOS源極跟隨器不是容易設計的電路，但通過仔細分析并在BSIM模型中考慮源電阻，設計人員可以獲得更準確的結果，從而在低噪聲放大器的設計中實現更好的匹配。

介紹

CMOS源跟隨器很難使用CMOS器件進行設計，因為與雙極結型晶體管（BJT）相比，CMOS器件的跨導較低。因此，非常規跟隨器必須設計為提供接近1的增益。相比之下，簡單共漏極跟隨器的增益遠小于1。然而，經過分析，您可以看到，不僅跨導會影響放大器的增益，隨著半導體工藝的縮小和器件的縮小，源電阻（RS）也會導致增益減少。

增益測量

圖1所示電路為一個簡單的共漏放大器，用于測量增益。

圖1.用于增益測量的測試電路。

圖2所示為可從圖1電路得出的小信號模型。

圖2.圖1電路的小信號模型。

從圖2可以看出，簡單共漏極跟隨器的增益（G）為：

其中 gL是負載的跨阻（RL）， gDS是漏源電阻的跨阻（RDS） 和 gm是CMOS跨導。

使用臺積電0.18μm工藝和寬度為1μm、長度為1.5μm的CMOS器件（圖0 nFET，M18），在100kHz下獲得10mV AC波形的預期增益和測量增益（見表1）。

表 1.簡單共漏極跟隨器的測量增益

表1結果顯示，增益存在額外的損耗，這是由RS.

計算源電阻（RS)

圖3顯示了為圖2小信號模型計算直流解決方案后得出的電路。

圖3.簡單共漏極跟隨器的直流模型。

可以使用圖 3 模型從仿真中提取以下參數：

IDC：測量的直流電流
VS：電源電壓
VIN：10kHz 時的交流輸入電壓 （100mV）
VDD：電源電壓
RDS：漏源電阻
從這些中，您可以使用以下方法計算內在gm'：

其中 IDC' 只是：

和：

假設：

和：

其中β是晶體管的直流增益，UO是表面遷移率，C牛是單位面積的柵極氧化物電容，W是晶體管柵極寬度，L是晶體管柵極長度。

注：內在的gm' 只能使用測量的直流電流進行測量，因為 V一般事務人員' 沒有 R 就無法測量S.

使用圖2小信號模型，可以推導出以下測量增益公式。這個方程考慮了g的影響m' 由 RDS，如前所述。

測量源電阻（RS)

R型S表2中的結果是使用用于增益測量的相同晶體管獲得的（寬度= 5μm，長度= 0.18μm，100kHz時輸入交流波形為10mV）。

表 2.測量簡單共漏極跟隨器的源極電阻

結論

從本文顯示的結果可以看出，RS是一個有效的關注點，并且對源追隨者的收益有重大影響。結果顯示 R 值的分布為 5%S，這可能是由于對 R 值的估計DS模擬時。還值得一提的是，R的值S影響計算的跨導值——這是因為跨導目前是使用測量的 V 計算的一般事務人員值，包括 R 兩端的壓降S這被假定在價值上可以忽略不計。但是，因為RS是真實的，并且源極電阻兩端存在有效的壓降，晶體管的V一般事務人員有效降低，進而降低CMOS器件的跨導性。

使用寬度為5μm至10μm的晶體管，人們會期望RS減少一半。然而，事實并非如此，由此產生的測量結果突出表明電阻值相似。經過進一步調查，發現所使用的設計套件基于最小源面積進行計算。無需在晶體管模型中添加 BSIM 參數，RS在大多數情況下，計算和模擬不準確。這意味著在計算晶體管跨導等測量值時，真實硅和仿真之間始終存在不匹配。RF設計（如MAX2645低噪聲放大器）已經考慮到了這一點，其中匹配對于防止插入和電壓波反射引起的損耗至關重要。在使用標準設計套件的基帶設計中，這個問題可能會被忽視。

審核編輯：郭婷