用戶線路接口電路 （SLIC） 為“普通舊電話服務”（POTS） 提供直流電源、振鈴和監控功能，其中警報電話是先決條件，但通常沒有中央振鈴器。SLIC還用于終端適配器（TA），互聯網協議語音（VoIP）和網絡終端（NT）應用。本應用筆記提供了反激式變壓器的詳細設計步驟，該變壓器可與MAX1856配合使用，用于SLIC電源。

MAX1856為產生用戶線路接口電路（SLIC）電源提供低成本方案。SLIC為“普通舊電話服務”（POTS）提供直流電源，振鈴和監控功能，其中警報電話是先決條件，但通常沒有中央鈴聲。包含振鈴功能的SLIC已用于終端適配器（TA），互聯網協議語音（VoIP）和網絡終端（NT）應用。本文檔提供了與雙通道和四通道POTS環路中的典型SLIC配合使用的電源參考設計示例。每個應用都有專門的要求，具體取決于服務的通道數量和環路長度。表1列出了三種典型應用的要求。

表 1.參考解決方案需求指南

反激式拓撲用于產生所需的負電壓。在低于 75 至 100 W 的功率水平下，與其他拓撲相比，反激式拓撲可實現最少的組件數量和最低的成本。

圖1

所示為MAX1856產生振鈴和通話電池電壓的典型應用電路。

圖1.雙負輸出電源。

反激式電源設計中最重要的兩個因素是控制器和變壓器設計。這些參考設計使用專為這些應用設計的變壓器。熟悉反激式變壓器設計對于為給定應用選擇正確的變壓器是必要的。本應用筆記詳細討論MAX1856控制器電路的反激式變壓器設計。假定熟悉基本的反激式轉換器操作。首先討論MAX1856的重要功能模塊。然后結合MAX1考慮表1856中的要求，以確定變壓器參數。三個參考應用電路作為示例來演示設計技術。總之，介紹這三個電路的效率和交叉調節數據是對本文的補充。

MAX1856電流模式控制器

MAX1856為PWM峰值電流模式控制器。MAX1856采用直接求和配置來處理輸出誤差信號、電流檢測信號和斜率補償斜坡。電流檢測模塊和斜率補償技術與應用電路有直接關系，將在以下各節中更詳細地討論。

MAX1856中的斜率補償

對于斜率補償，MAX1856在電流斜坡上增加了振蕩器產生的固定斜坡。因此，斜率補償是頻率和占空比的函數。電流斜坡信號通過檢測與外部MOSFET源極串聯的檢測電阻（圖1中的R1）兩端的電壓，從外部開關電流得出。穩定性要求要求增加的斜率至少等于次級電流斜率的一半。將增加的斜率增加到超過次級電流斜率的大小對進一步提高穩定性幾乎沒有幫助。對于給定的占空比和頻率，增加的斜率量在內部是固定的。MAX1856內部斜率補償電路增加了一個線性斜坡，對于任何給定頻率，在8%的開關時間段內，線性斜坡從50mV增加到90mV。8mV的失調允許MAX1856控制器在輕負載時達到最小占空比。斜率補償會影響反激式變壓器初級電感的選擇。

帶消隱功能的MAX1856電流檢測

MAX1856使用檢測電阻R1檢測外部開關電流（圖1）。一旦R1兩端的電流超過85mV，PWM導通時間終止。當外部開關導通時，電流檢測波形上存在前沿尖峰。它產生于以下三個原因：

（1） 反激式在連續導通模式（CCM）下工作時整流二極管中的反向恢復電流。如果 MOSFET 在反向恢復期間導通，則二極管充當短路，并且大電流尖峰在 MOSFET 中流動。該尖峰反映在電流檢測信號中。使用超快速整流器可降低該電流的大小。變壓器中較高的漏感也會降低該尖峰的幅度。然而，增加變壓器漏感不是一個可行的選擇，因為這會導致整流二極管和MOSFET在關斷期間出現較大的電壓尖峰。此外，變壓器的次級漏感與整流二極管的寄生電容形成諧振電路。這種振鈴也反映在電流檢測波形中（圖5中的R10和C1形成緩沖器以嚴重抑制該振鈴）。

（2） MOSFET 漏極側的總電容包括 MOSFET 漏極-源極電容 （CDS）、寄生變壓器繞組電容、緩沖二極管結電容（Cj） 和板載任何其他走線電容。導通時，總等效電容通過 MOSFET 和電流檢測電阻放電。

（3） MOSFET 柵極工作電流也流過電流 檢測電阻。

MAX1856利用消隱處理這種前沿噪聲。由于導通后會立即產生噪聲，MAX1856在導通后忽略電流檢測線100ns。如圖1所示，可以使用額外的外部低通濾波器（R2、C7）。該濾波器的RC時間常數不應太大，因為這可能會使電流檢測信號失真。推薦的典型值為R100為2Ω，C1000為7pF（參見MAX1856數據資料）。

MAX1856開關頻率

MAX1856的開關頻率可根據圖100中電阻R500的選擇在4kHz至1kHz范圍內變化。開關頻率f西 南部由 R4 設置為 f西 南部= （5 × 1010）/R4.

變壓器設計

考慮到MAX1856與應用電路設計參數有直接關系的主要特性，現在重點介紹反激式變壓器設計。在以下各節中，選擇了迭代描述過程，而不是純粹的數學技術。這樣做是為了讓沒有經驗的設計人員對反激式變壓器中的磁芯和氣隙的功能以及控制參數有很好的了解。特別是磁芯的選擇、初級電感的選擇和初級匝數的選擇是比較詳細考慮的領域。

反激式變壓器實際上是一個耦合電感器。與真正的變壓器不同，它的主要目的是儲存能量，而不是簡單地傳輸能量。理想的磁性材料不能儲存能量。在實踐中，存儲在磁性材料中的少量能量最終會成為損失。為了以最小的物理尺寸有效地存儲能量并將其返回電路，需要與高磁導率磁芯材料串聯的小非磁性間隙（通常是氣隙）。實際上，所有的能量都存儲在所謂的非磁性間隙中。磁芯提供了一個簡單、低磁阻的磁通路徑，將間隙中存儲的能量連接到繞組。從本質上講，內核有效地將儲能位置耦合到外部電路。此功能伴隨著磁芯損耗，這是由于磁通量擺動和磁芯飽和引起的磁芯損耗，其中磁芯在高于一定磁通密度水平時變為非磁性。

根據法拉第定律，磁通量擺動量是通過將磁通變化率（伏特/圈）除以磁芯橫截面積并乘以開關導通時間給出的。引入的氣隙量對磁通量擺動量沒有影響 B交流.氣隙改變了B-H曲線的斜率（減小斜率 - 見圖2），因此氣隙磁芯可以支持更大的H值而不會飽和。繞組中的直流電流分量產生直流磁化力H直流在 B-H 回路的 H 軸上。該直流分量反過來導致平均磁通密度 B直流.因此，對于氣隙磁芯，需要更大的直流電流才能產生與非氣隙磁芯相同的平均磁通密度。

圖2.帶氣隙和不帶氣隙的鐵氧體變壓器的磁化環路。請注意，當使用較大的氣隙時，轉移能量 DeltaH 增加。

在連續模式操作中，提高對直流電流的容差變得尤為重要，因為磁芯中的電流永遠不會降至零。在連續模式下，紋波電流足夠小，交流損耗（在內核中）不顯著，但在非連續模式下，交流損耗可能占主導地位。提供足夠的匝數和核心面積以支持施加的脈沖條件，并在磁芯中提供足夠的氣隙以防止飽和并支持直流組件。

變壓器鐵芯選擇

選擇適合工作頻率下輸出功率的磁芯。用于反激式變壓器結構的磁芯材料包括鐵氧體、Kool-Mu 和鐵粉。鐵粉中的磁芯損耗高于鐵素體。在低于50kHz的頻率下，可獲得的最小繞組損耗通常會超過磁芯損耗。然而，在較高的工作頻率（>100kHz）下，磁芯損耗同樣占主導地位。磁芯損耗還取決于反激式操作模式（連續或不連續）。如果可能的話，平衡磁芯和繞組損耗可實現最佳設計。在超過50kHz的設計中，磁芯材料通常選擇鐵氧體。一個一個c），通過將磁芯磁截面積乘以可用于繞組的窗口面積而獲得，廣泛用于給定應用的磁芯尺寸的初始估計。所需面積產品的粗略指示由下式給出

WaAc = [PO/（KΔBfsw）]4/3

其中 PO = 輸出功率 （W）

ΔB = 磁通密度擺動（特斯拉）

fsw = 開關頻率

K = 繞組系數

估計適當的核心大小涉及許多變量。內核功率處理能力不隨面積積或內核體積線性擴展。較大的變壓器必須以較低的功率密度運行，因為散熱的表面積不會與產生熱量的體積成比例地增加。大多數制造商不再提供面積產品信息，而是使用自己的方法來估計給定磁芯尺寸的功率處理能力。

由于交流損耗低，磁芯的形狀不是連續模式操作的重要考慮因素。對于非連續模式操作，繞組區域窗口選擇盡可能寬，以盡量減少交流繞組損耗。EC、ETD、EFD、LP 磁芯都是具有大寬窗口的 E-E 磁芯形狀。需要薄型的應用可以從使用 EFD 內核中受益。下表列出了適用于MAX2控制器（頻率范圍1856kHz至100kHz）的各種功率電平的合適鐵氧體磁芯類型（表500）。

表 2.變壓器結構的鐵氧體磁芯選擇

表1中的規格表明，應用1（四條服務線）需要23W的輸出功率，而另外兩個應用（雙線）需要11W的輸出功率。四線應用選擇 EFD20 內核，17Vin 雙線應用選擇 EFD12 內核。5Vin 雙線應用使用 EFD15 內核。

決定反激式轉換器操作

下一步是確定反激式轉換器的工作模式，連續還是不連續。非連續模式需要較少的電感和更小的變壓器，但由于RMS電流較高，因此以較高的交流繞組損耗運行，由于磁通擺幅較大，磁芯損耗較高。損耗越高，效率越低。連續模式操作中的較低損耗提供了更低的元件溫度和更高的輸出功率。不連續模式下較高的磁芯損耗可以減小兩種工作模式之間的變壓器尺寸差異。因此，不連續模式和連續模式之間的主要權衡是變壓器尺寸和效率之間的權衡。從系統的角度來看，連續模式操作提供的紋波電流較小，從而降低了對電容器的要求。不連續模式還會導致多個輸出電源的交叉調節較差。

關于連續模式的一些控制回路注釋在這里是有序的。傳統上，由于存在右半平面（RHP）零點和隨占空比移動的復極對，連續模式環路分析被認為更加困難。但是，MAX1856使用內部補償，在所考慮的線路和負載組合上提供足夠的相位裕量。這使得MAX1856在連續工作模式下的穩定性變得簡單。

考慮到表1中討論的優缺點以及輸出功率要求，選擇連續工作模式。

匝數比和占空比考慮因素

從理論上講，反激電路可以在任何匝數比下工作，無論V如何在和 V外.實際上，反激式換流變壓器的匝數比是一個重要的變量。它會影響與初級側和次級整流二極管相關的電流電平。MOSFET 漏極上由反射輸出電壓引起的電壓應力由匝數比 N 決定。匝數比還決定了給定應用的占空比。使用過寬的占空比來提供相等的平均電流會降低效率。非常窄的占空比會增加初級側的電流，從而提高初級繞組和MOSFET的工作溫度。因此，對于高壓輸出和/或多個次級側輸出，增加N是有利的。然而，使用高于6或8的匝數比是不切實際的，因為這可能需要來回為次級繞組使用多層繞組。第二層的末端直接在第一層的開頭上方。由于許多中間匝數上的交流電壓較大，這些層之間這種顯著的端端電容的影響被放大了。層數越多，電容越大，耦合越少，漏感就越高。在多個輸出的情況下，可能需要進行一些迭代，以確保轉彎都是整數值。最低電壓的次級通常主導此過程，因為積分匝之間的跳躍會導致更大的百分比變化。

下面的公式1描述了給定輸出和輸入電壓規格的匝數比和占空比之間的關系。

|（VOUTx + VD）|/VIN = （N）[D/（1-D）] ------------等式（1）

其中

VOUTx = 輸出“x”處的輸出電壓，

VD = 次級整流器兩端的正向壓降

N = 匝數比（次級匝數 （NS） 與初級匝數 （NP） 之比）

D = 場效應晶體管占空比

因此

|（VOUTx + VD）|/VIN， MIN = （N）[DMAX/（1-DMAX）] ------------eq.（1a）

和

|（VOUTx + VD）|/VIN， MAX = （N）[DMIN/（1-DMIN）] ------------eq.（1b）

再次參考表1，對于具有12V輸入電壓規格的四線和雙線應用，選擇匝數比

VBAT2/VIN = 2 and VBAT1/VIN = 6.67

這導致標稱輸入電壓下的占空比為 49%。

但是，對于表3中的應用1（來自5V輸入的雙線），該策略導致V的匝數比為16蝙蝠1.如前所述，這是不切實際的。因此，選擇最大匝數比 8（對于 V蝙蝠1).假設兩個整流二極管兩端有1V壓降并用方程（1）代替，我們在標稱輸入電壓下的占空比為67%。再次使用等式（1），我們得到2.5的匝數比，用于通話電池輸出（V蝙蝠2).

開關頻率

如前所述（請參閱“變壓器鐵芯選擇”），在兩個雙線應用中使用 EFD15/17 磁芯。要使用 EFD11/1 獲得所需的 15W（表 17）輸出功率，請根據內核制造商的數據手冊為應用 330 選擇約 2kHz 的工作頻率，為應用 500 選擇約 3kHz 的頻率。對于四線應用（表 1 中的應用 1），選擇 EFD20 作為內核意味著最小開關頻率為 300kHz。在330kHz的開關頻率下，與表1中的雙線應用2相比，四線應用1的磁通擺幅要小得多。這是由于選擇了更大的核心尺寸。然而，較大的輸出功率也將導致四線應用的直流電流分量更大。為了確保磁芯在最壞情況下不會飽和，我們可以通過增加開關頻率來進一步減小磁通擺幅，并對相同的紋波電流使用較低的初級電感值。這意味著對同一磁芯使用更大的氣隙，這將有助于處理更高的直流電流組件。參見圖1和“MAX1856電流模式控制器-MAX1856開關頻率”一節，R4為100kΩ電阻，用于500kHz應用，0.15MΩ用于330kHz應用。

計算初級和次級匝數

一個好的起點是在初級1V/匝的基礎上工作?？紤]到表1中的輸入電壓規格，應用5的輸入電壓規格為3圈（四舍五入到最接近的整數），前兩種應用為11匝。由于四線應用的磁通擺幅較小，因此初級端使用更激進的1.25V/轉數。因此，對于1V±9%的輸入電壓規格，應用12（四線）的匝數更改為10匝數（表1）。

通話電池所需的輸出電壓為-24V，振鈴器所需的輸出電壓為-80V。假設次級整流器兩端的壓降為1V和1.25V，則變壓器次級電壓分別為-25V和-81.25V。

對于第一個應用（四線），使用伏秒方法，次級中的匝數為

NS1 = (25/1.25) × [DMIN/(1-DMIN)] = 18.46 ≈ 18
NS2 = (81.25/1.25) × [DMIN/(1-DMIN)] = 59.98 ≈ 60

對應用2（雙線12V輸入）使用類似的方法，我們得到

NS1 = 25 × [DMIN/(1-DMIN)] = 23.07
NS2 = 81.25 × [DMIN/(1-DMIN)] = 74.76

請注意，使用伏秒方程獲得的匝數比與輸出和輸入之間的電壓比所期望的值大致相同（參見“匝數比和占空比注意事項”分別給出22和73的次級匝數）。

對于應用3，匝數比不等于輸出電壓與輸入電壓之比。使用之前選擇的匝數比計算次級匝數。-12V輸出為5.24圈，-40V輸出為80圈。如果可能的話，避免半圈。因此，將應用程序 6 的主匝數更改為 3。這導致在雙線15V輸入應用中，-24V輸出為48圈，-80V輸出為5圈。

初級電感 LP

電感 LP現在可以從總輸出功率 P 計算O、效率η、峰值輸入電流 IP，pk，開關頻率f西 南部和 LIR 是輸入紋波電流 （ΔIP） 至輸入平均電流比 （IP，平均).

平均輸入電流由

IP，avg = [PO/（η × VIN， min）] -----------等式（2）

其中
VIN， 最小值 = 最小輸入電壓
η = 效率
PO = 所需的總輸出功率

因此，峰值輸入電流為

IP，pk = 2 × IP，avg/[（2-KR） × DMAX] -----------等式（3）

其中
DMAX = 最大占空比
KR = 紋波電流與峰值電流之比

這給出了紋波電流

ΔIP = 2 × [IP，pk - （IP，avg/DMAX）] ------------等式（4）

現在我們可以將初級電感計算為

LP = [（VIN， min × DMAX）/ （ΔIP × fsw）] -----------等式（5）

間隙尺寸決定了給定磁芯每匝可達到的電感。預間隙鐵氧體磁芯或分布間隙金屬磁芯的制造商通常聲明電感因數AL以納米亨利每平方匝表示。下面的公式（6）提供了一種方便的方法，用于計算給定匝數內現有氣隙磁芯的電感。

AL = LP/NP2 -------------eq.(6)

在實踐中發現，0.4的LIR比是一個不錯的選擇，具有良好的核心利用率和合理的整體效率。選擇此值作為計算初級電流的起點。

使用方程（1）到等式（5），并假設四線應用的效率為70%，得到IP，平均/D.MAX= 5.74， δiP= 2.3A，IP，pk= 6.89A，初級電感LP= 4.98μH 標稱值和檢測電阻 R1 = 14.5mΩ。設計的變壓器具有初級電感LP= 4μH （±20% 容差），因此 R1 = 13mΩ。

假設應用80（雙線）的較低輸出功率的效率為2%，并使用類似的方法得到LP= 18μH，使用R1 = 34.7mΩ。根據實際變壓器參數測得，電感LP= 16.7μH，因此使用R1 = 33mΩ。

對于應用程序 3，我們得到 IP，平均/D.MAX= 4.43 和 ΔIP= 1.48A。使用等式（4）和等式（5）的初級峰值電流IP，pk為 5.17A 和電感 LP標稱值為 4.2μH。檢測電阻R1應為（100mV/5.17A）=19.3mΩ。

電感值越低，紋波電流越大，而電感值越大，紋波電流越小。從系統角度來看，由于輸出電容要求降低，輕負載時連續電流操作，因此需要小電感紋波電流。然而，由于電流檢測電路的斜率較淺，因此可能導致由隨機或同步噪聲引起的脈沖寬度抖動。增加斜率補償將導致更穩定的操作，特別是對于大于50%的占空比（如應用3中的情況）。如前所述（參見“MAX1856電流模式控制器——MAX1856中的斜率補償”），根據占空比和開關頻率，MAX1856內部增加固定量的斜率補償。在峰值電流檢測模式下，平均電流會隨占空比和輸入電壓而變化。增加相當于下斜電流一半的斜率補償，迫使平均電感電流跟隨誤差電壓，從而實現理想的電流模式控制。增加一個大得多的斜率補償斜坡會使控制器的行為不太像理想的電流模式控制器，而更像是電壓模式控制器。選擇電感值，使斜率補償為次級電流下斜率使用的0.5倍（使用任何次級輸出）

LP = [(0.9 × DMAX)/ (42mV × fsw)] × (VOUTx + VD) × (1/N) × R1 × 0.5 ------eq.(7)

對于應用3的示例，這表明標稱開關頻率和R2 = 85mΩ時的值為1.19μH。應用3中的占空比遠大于50%，適量的斜率補償將穩定波形。選擇一個由方程（7）估計的值。所用變壓器的變壓器初級電感為2μH。 選擇R1 = 12mΩ。

變壓器繞組和放置

初級導線尺寸是根據可用的繞組寬度和匝數計算的。目的是使繞組覆蓋線軸BW的整個寬度一個因為這將提供最佳的耦合。使用變壓器導線表（表3）查找外徑（包括絕緣）外徑的導線P= BW一個/ NP.對應于每個線規，有一個以圓形密耳 （CM） 指定的裸導體面積的度量。接下來計算繞組的載流能力，指定為每安培圓形密耳 （CMAP） 其中 CMAP= CMP/我職業安全管理系統和我職業安全管理系統是主要電流均方根值。

表 3.變壓器線表

變壓器初級電流I的均方根值職業安全管理系統由（見圖3)

IPrms = {D[IPpk × IPm + (1/3) (IPpk - IPm)2]}0.5

圖3.連續模式初級電流波形。

The CMAP計算應在 200 到 500 范圍內。在 500 以上，電線在容量方面未得到充分利用。電流擁擠發生在表面附近，特別是在高頻（即“趨膚效應”）下，并減少導線中的有效載流面積。使用多絲繞組實現相同的 CMAP.不要簡單地捆綁電線或將它們扭在一起。在一個繞組中平行導體，并在繞組時將它們一起旋轉?？赡苄枰詢灮@組中的導線尺寸和股數。低于200表示電流密度過高。這可以通過使用更大的磁芯尺寸或使用多層串聯來克服。

使用多層時應格外小心。如果導體厚度大于集膚深度，則導線的交流電阻與其直流電阻相比增加，I2R損耗隨層數呈指數增長。導體厚度應足夠小，以使磁場完全穿透導體，以便抵消內層表面的任何相反電流。分體繞組技術可用于初級，其中初級的第一層是最內層，第二層纏繞為次級纏繞后的最外層。這減少了漏感，但需要線軸上的備用引腳以允許中心點的端接。

現在計算次級繞組的導線尺寸。對于多個輸出電源，計算出的峰值次級電流應與該繞組的功率輸出相匹配。這可確保輔助線規永遠不會過大。次級電流波形與初級電流波形相似，只是電流斜率為負。計算峰值次級電流使用

ISpkx = (IPpk/NSx) × (ΣPOx/PO) and ISmx = (IPm/NSx) × (ΣPOx/PO)

其中POx是正在計算的繞組的輸出功率，PO是總輸出功率。均方根次級電流由下式給出

ISrmsx = {D[ISpkx × ISmx + (1/3) (ISpkx - ISmx)2]}0.5

以上假設每個輸出都有單獨的繞組。如果繞組位于初級和次級之間的高交流磁場強度區域，則在承載很少或沒有電流的繞組中可能會出現高交流損耗。這種性質的情況包括多個輸出電源中的輕負載或輕負載次級。在這里討論的SLIC應用中，這是一種非?？赡艿那闆r，其中振鈴器電源滿載而通話電池電源沒有負載，反之亦然。使用堆疊繞組來減少這些無源繞組損耗（圖 4）。S2 必須承載自己的電流，但 S1 必須承載 S1 和 S2 的總電流。考慮到這一點，次級電流計算現在變為

ISpkx = (IPpk/NSx) × (ΣPOx/PO) and ISmx = (IPm/NSx) × (ΣPOx/PO)

其中 ΣP牛是繞組的總功率（S2 保持不變，但 S1 不同）。均方根次級電流方程相同。匹配初級和次級的電流容量，并將次級導線尺寸計算為 CMS = CMAP× ISrmsx.

圖4.變壓器次級的堆疊繞組。

對于多個次級繞組，應對繞組進行排序，使最高功率的次級繞組最接近初級繞組。對于本文討論的雙輸出電源，P-S2-S1-P的交錯繞組序列（P分別指初級繞組，S指次級繞組），從最內層繞組到最外層繞組，在兩個次級繞組之間以及初級繞組和每個次級繞組之間產生最佳耦合。在這種情況下，多個主層也可以并聯。磁場在兩個繞組部分之間平均分配，以最小化存儲的能量，并實現最小的I2R損耗。當并聯路徑之間的電流分配相等時，并聯成功，從而產生最少的存儲能量。

三個變壓器（用于三種應用）的導線尺寸使用上述程序計算。由于這是一個迭代過程，最終結果如表4所示。先前計算的初級電感值、匝數等。也在同一表中顯示，以呈現最終變壓器設計的完整圖片。用于這些變壓器的線軸每個有 12 個引腳。另請參閱圖4和表4，以全面了解變壓器結構。

如前所述，纏繞順序是（從最內層到最外層），即;主要、次要 （S2）、次要 （S1） 和主要。這提供了最小的漏感和最佳的交叉調節。采用堆疊繞組結構，其中 S1 和 S2 組合（從引腳 4 到引腳 7）產生 V蝙蝠1-80V 的輸出電壓用于振鈴器，僅 S1（引腳 6 至 7）產生通話電池 V蝙蝠2輸出為-24V。請注意，參見圖4，次級繞組S2由兩層組成（引腳4-9和引腳5-8）。這樣做是為了反映這些應用中使用的實際DT磁變壓器的結構。因此，變壓器允許在仍然使用相同的變壓器的同時為振鈴器分接不同的輸出電壓（-48V）。引腳 1、2 至 12、11 構成初級繞組。該表還提到了這些應用中實際使用的相應DT磁變壓器零件號。

表 4.專為SLIC應用設計的變壓器參數

結論

現在，這三種應用的最大負載下的效率（表5）和交叉調節（表6）數據作為所討論設計概念的證明。

表 5.三個應用電路的效率數據

表 6.標稱輸入電壓下的交叉調節數據

很環保局：郭婷s