雪崩光電二極管 （APD）、壓電換能器 （PZT）、真空熒光顯示器 （VFD） 和微機(jī)電系統(tǒng) （MEMS） 的偏置需要高壓電源。本應(yīng)用筆記介紹了三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（圖1a、1b和1c），用于從低輸入電壓產(chǎn)生高輸出電壓。討論了每種方法的優(yōu)缺點，重點是功率密度和電路尺寸。應(yīng)用筆記的末尾介紹了對比基于變壓器和電感的解決方案的實驗數(shù)據(jù)。

圖 1a-1c。這些高壓 DC-DC 轉(zhuǎn)換器采用三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，用于從低輸入電壓產(chǎn)生高輸出電壓。

許多APD應(yīng)用（75V）所需的高壓偏置來自3V電源。該要求帶來了以下挑戰(zhàn)：

高壓 MOSFET 通常不能在低 3V 柵極驅(qū)動下工作。

高壓MOSFET的漏源電容較大，需要電感中的能量才能將漏極壓擺至輸出電壓。由此產(chǎn)生的損耗高達(dá) 1/2 f開關(guān)×CDSV外2.

高壓MOSFET比低壓MOSFET更大、更昂貴。高壓功率MOSFET很少出現(xiàn)在開關(guān)控制器IC中。

極端占空比會導(dǎo)致低效的短關(guān)斷時間或低開關(guān)頻率。較低的開關(guān)頻率會導(dǎo)致較高的紋波，并且需要更大的磁性元件。

圖1c電路通過使用自耦變壓器解決了這些挑戰(zhàn)。MOSFET上的峰值電壓降低，允許使用MAX1605，其內(nèi)部MOSFET為28V。完整的布局（小于 8 引腳 DIP）適合 6mm × 8.5mm 雙面板（圖 2）。

圖2.6mm × 8.5mm DC-DC轉(zhuǎn)換器利用MAX2將5.75V轉(zhuǎn)換為1605V。圖中顯示了電路的正面和背面布局。

操作理論

標(biāo)準(zhǔn)升壓和反激式DC-DC轉(zhuǎn)換器可以合并，形成圖1c的混合拓?fù)洹Ｓ纱水a(chǎn)生的合并拓?fù)鋵⒋渭壚@組反激式電壓堆疊在輸入電壓和初級繞組反激電壓之上（標(biāo)準(zhǔn)反激式轉(zhuǎn)換器僅利用次級側(cè)產(chǎn)生的反激電壓）。與標(biāo)準(zhǔn)升壓轉(zhuǎn)換器相比，這種拓?fù)渫ㄟ^限制LX處的電壓，從較低電壓的MOSFET產(chǎn)生更高的輸出電壓。

變壓器具有以下優(yōu)點：

可達(dá)到的輸出電壓更高

更低的工作占空比

MOSFET 上的電壓更低

當(dāng)變壓器在不連續(xù)模式下工作時，MOSFET中的峰值電流恒定，也會產(chǎn)生以下優(yōu)點：

開關(guān)頻率越高，輸出紋波越低

更高的頻率紋波

更小的磁性元件

MAX1605和許多其他升壓轉(zhuǎn)換器可用于這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。最大輸出電壓受變壓器匝數(shù)比、變壓器和二極管額定電壓、MOSFET 的額定電壓和漏極電容以及二極管的反向恢復(fù)時間的限制。

標(biāo)準(zhǔn)升壓

標(biāo)準(zhǔn)升壓轉(zhuǎn)換器如圖1a所示。當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通時，電感電流斜坡上升。當(dāng) MOSFET 關(guān)閉時，LX 飛升至 V外+ VD，電感電流逐漸減小。直觀地說，如果電感花費1/n的時間向輸出提供能量，則輸出電壓（V外） 是輸入電壓 （V 的 n 倍）在），因此可以生成以下等式：

其中 D 是占空比。使用圖 3 可以找到更具分析性的證明。這種證明的關(guān)鍵在于穩(wěn)態(tài)操作，對于穩(wěn)態(tài)操作，電流必須以與上升相同的量下降：

圖3.對圖1a電路的電感電流的分析可用于確定其占空比。

因此，最終電感電流等于初始電感電流：

通過將變壓器次級繞組的左側(cè)連接到V，可以使圖1b的電路等效于圖1a的電路在并將匝數(shù)比設(shè)置為 1。次級側(cè)二極管可以反射到初級側(cè)，使反激式轉(zhuǎn)換器和升壓轉(zhuǎn)換器之間的關(guān)系更容易被感知。

大于 1：1 的匝數(shù)比通過允許更高的輸出電壓和更少的極端占空比來提供杠桿作用?；蛘撸儔浩鞯墓?jié)點1可以連接到任何電源，從而能夠利用該電源。由于LX在關(guān)斷周期期間飛升，因此通過將節(jié)點1連接到LX可以獲得額外的電壓階躍，如圖1c所示。該連接還有助于捕獲一些泄漏能量，否則這些泄漏能量將從變壓器的初級側(cè)傾倒到 MOSFET，從而在 MOSFET 的漏極處產(chǎn)生短的高壓尖峰。如果電壓尖峰高于MOSFET的電壓容差，則需要緩沖電路來耗散漏能。

在圖1b中，LX短路至地，允許初級側(cè)電流像電感一樣斜坡上升。沒有電流流過變壓器的次級側(cè)，二極管反向偏置，因為

因為圖1c的次級側(cè)從不獨立作用。雖然是非常規(guī)的，但N的這個定義更適合圖1c。

圖4顯示了圖1c的初級側(cè)電流波形。對于輸出超過輸入電壓兩倍的升壓轉(zhuǎn)換器，關(guān)斷時間對效率的影響大于導(dǎo)通時間。假設(shè)（對于類似的升壓轉(zhuǎn)換器）通過最小化電感（L英國夏令時），這也將元件尺寸最小化到進(jìn)一步減小會導(dǎo)致不希望的效率損失的程度。然后，選擇圖4變壓器的總電感為N倍。因為初級側(cè)電流從I開始斜坡下降PK/N 而不是 IPK，初級電感必須大N倍才能保持相同的關(guān)斷時間。

圖4.圖1c電路的初級側(cè)變壓器電流分析可用于確定其占空比。

初級側(cè)電感為：

其中 LSO是自耦變壓器的總電感 自 L英國夏令時為 N2小于LSO和 LSO比 L 大 N 倍英國夏令時， LP是 L英國夏令時/N.因此，初級側(cè)的斜坡比簡單的升壓轉(zhuǎn)換器快。

對于穩(wěn)態(tài)，從圖 4 可以清楚地看出：

其中 ΔI向上是初級側(cè)電流和ΔI的上升階梯下是向下的一步。ΔI向上和 ΔI下可以按如下方式計算：

和

所以

求解VOUT/VIN收益 率：

圖 3 和圖 4 均按比例繪制，并且具有相同的關(guān)斷時間（設(shè)置為某個最佳最小值）。圖3和圖4中的陰影區(qū)域表示輸送到負(fù)載的能量，每個脈沖的能量與這些區(qū)域的面積成正比。該能量也可以從表達(dá)式 1/2 L × I 計算得出2（請注意，圖 4 中的 L 大 N 倍，I 小 N 倍）。由于圖1c電路每脈沖提供的能量較少，紋波小N倍。因此，變壓器不僅利用輸出電壓;它還利用輸出紋波下降。

圖1c的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)每個脈沖提供的能量較少，但通過提供更多的脈沖進(jìn)行補(bǔ)償，如圖4所示。圖1c需要N倍大的電感，但飽和電流可以小N倍，因為初級側(cè)和次級側(cè)只能看到IPK/N 同時具有相同的電流。帶 I坐變壓器的儲能能力小N倍，電感大N倍，其儲能能力也可能小N倍。變壓器尺寸是其儲能能力的函數(shù)，因此理論上您可以使用物理上小N倍的變壓器。實際上，可實現(xiàn)的規(guī)模是由市場限制決定的。

輸出紋波

對于不連續(xù)導(dǎo)通，任一轉(zhuǎn)換器的輸出紋波都可以通過將電感或變壓器中的能量變化等同于關(guān)斷周期期間輸出電容器的能量變化來計算。由于電感/變壓器在周期結(jié)束時的能量為零，因此空載紋波的計算公式為：

對于升壓轉(zhuǎn)換器，L = LBST 和 I = IPK。對于圖1c的電路，L = LBST × N，I = IPK/N，因此：

其中ΔVOUTA是升壓配置的輸出紋波，ΔVOUTC是圖1c電路的輸出紋波。對于升壓配置，圖1c中的紋波是升壓配置的1/N，開關(guān)頻率高N倍。

圖5比較了圖1a和1c電路的紋波，當(dāng)兩個電路設(shè)計為相同的關(guān)斷時間時。由于變壓器電路中的占空比歸一化（接近50“），因此控制器可以在相同的關(guān)斷時間內(nèi)以高N倍的頻率工作。

圖5.該圖對比了圖1a電路與圖1c電路產(chǎn)生的紋波，假設(shè)兩者都針對可接受的最小關(guān)斷時間進(jìn)行了優(yōu)化。

效率考慮因素

在變壓器拓?fù)渲行枰紤]三個主要的效率損耗。變壓器/電感器直流電阻與開關(guān)電阻相結(jié)合，產(chǎn)生的損耗與峰值電流的平方成正比。變壓器漏感會產(chǎn)生損耗，因為變壓器能量沒有完全耦合到輸出端。當(dāng)二極管快速且嚴(yán)重反向偏置時（當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時），二極管中的任何延遲（反向恢復(fù)時間，tRR） 也可能造成重大損失。

開關(guān)和變壓器初級側(cè)直流電阻引起的效率損失百分比與負(fù)載無關(guān)，近似為：

其中 ER_LOSS是每個脈沖電阻引起的能量損失，E交付是每個脈沖傳遞的能量。通過對初級側(cè)電阻功率耗散進(jìn)行積分，大占空比的電阻效率損失可以近似為：

其中D是以百分比表示的占空比，R是開關(guān)電阻和初級側(cè)電阻之和。對于非連續(xù)模式下的工作，相同的公式適用于圖1a或1c的電路。漏感引起的效率損失近似為：

其中 L滲漏是初級側(cè)的總漏感。匝數(shù)比較高的變壓器提供更大的漏感、更高的頻率，并且每個脈沖提供更低的能量，因此效率低下的根源變得更加重要。

變壓器選擇

由于現(xiàn)成變壓器的選擇范圍比等效電感器窄得多，因此變壓器的成本通常高于等效能量和能量密度的電感器。變壓器的客戶群較小，但可能的變壓器配置集比相應(yīng)的電感器配置要大得多。因此，通常需要基于定制變壓器的磁性設(shè)計。

指定自耦變壓器時，請考慮等效電感。例如，東光提供以下電感器：

D32FU 680 μH， 74mA， 20Ω， 3.5mm × 3.5mm × 2.2mm.

要求端到端特性相似的自耦變壓器是合理的。對于匝數(shù)比為1：9的變壓器，初級側(cè)額定值為6.8 μH、740mA和2Ω。該電感額定值基于 N 的值2（其中 N 是總匝數(shù)除以初級側(cè)匝數(shù)）。對于 1：9 的匝數(shù)比，總共必須有 10 圈的倍數(shù)。N = 10 必須用于前面的計算。飽和電流與N成反比，電阻與N成正比。

有時，熱限制不允許最大額定電流調(diào)整 N。此外，有限的產(chǎn)品選擇可能會阻止您從理想的起點開始。在與定制變壓器供應(yīng)商討論可能性時，此分析提供了一個起點和不錯的優(yōu)勢。當(dāng)繞組為自耦變壓器時，等效磁性元件需要更少的空間（較小的接線腔），因為較低的電流允許次級側(cè)的電線更細(xì)。然而，額外的制造成本通常會禁止這種方法。

應(yīng)用

圖6所示電路產(chǎn)生75V的APD偏置。由于變壓器降低了開關(guān)上的電壓應(yīng)力，因此可以使用小型6引腳SOT23器件，如MAX1605。該 IC 中的 28V、500mA MOSFET 綽綽有余，因為它只能看到 V 的峰值電壓在+ （V外- 五在）/N = 17V。匝數(shù)比越高，電路可以處理更高的電壓。

圖6.該電路的布局如圖2所示，用于從75.2V產(chǎn)生5V電壓。

圖7所示為MAX1605最大輸出電流（測量的典型值，控制器失壓5“）與輸出電壓和輸入電壓的函數(shù)關(guān)系。

圖7.該最大負(fù)載與輸出電壓的關(guān)系圖說明了圖6所示電路提供的最大負(fù)載。

圖1c電路的輸出紋波可計算如下：

其中 LP是初級側(cè)電感，IPK為峰值初級側(cè)電流 （500mA），C外是輸出電容 （0.47μF） 和 V外是輸出電壓。對于 75V 輸出，紋波為 16mVQ-1.產(chǎn)生如此低紋波的低電感在圖1a所示的直接升壓配置中通常效率不高。

甚至 16mVQ-1紋波對于許多應(yīng)用來說不夠小。為了偏置APD，高紋波是不可接受的，因為它直接耦合到信號中。此類應(yīng)用可以在電源之后使用RC或LC濾波器，但RC濾波器中的電阻會產(chǎn)生負(fù)載調(diào)節(jié)誤差。典型負(fù)載電流很小，但紋波濾波器可能需要大電阻。

在100V時，高電容值需要電路板空間，因此濾波器主要由電阻組成。對于相同的截止頻率（使用相同的電阻和電容），使用圖8所示電路可將負(fù)載調(diào)節(jié)誤差降低β倍。雖然是固定的V是相反，引入了drop，該方法大大降低了V的依賴性外加載時。為了在相同負(fù)載調(diào)整率下實現(xiàn)更大的紋波降低，可以使用大β倍的濾波電阻。

圖8.濾波器進(jìn)一步降低了紋波。

實驗比較、電感器和變壓器方法

為了公平比較高壓轉(zhuǎn)換器中的電感器與變壓器，選擇了具有以下特性的開關(guān)轉(zhuǎn)換器：

外部場效應(yīng)管

可調(diào)開關(guān)頻率

可調(diào)電流限制

提供評估套件

MAX668電流模式控制器滿足這些標(biāo)準(zhǔn)，同時無需前饋電容。圖9所示電路允許通過將變壓器換成電感和交換MOSFET來比較性能。

圖9.該電路可用于提供更高的功率和更高的輸出電壓。

MAX668包括一個MOSFET驅(qū)動器，可以有效地驅(qū)動IRF48 MOSFET的7401nC柵極電荷。通過以下元件，構(gòu)成基于電感器的150V升壓轉(zhuǎn)換器。以下元件與MAX668評估板配合使用：

電感器： 線藝 DO1813P-472HC 4.7μH， 2.6A 0.054Ω 感應(yīng)器

超快二極管：ES1D 200V 15ns 反向恢復(fù)時間

場效應(yīng)管： IRF640NS 200V 0.15Ω QG= 67nC， C開放源碼軟件= 185pF，通過 2.5V 柵極驅(qū)動提供超過 5A 的電流

檢測電阻：50mΩ檢測電阻

連接在FB端子和電壓源之間的另一個電阻允許該源通過向FB端子吸收或拉出電流來調(diào)節(jié)輸出電壓。然后，您可以將輸出電壓調(diào)節(jié)至 150V，將輸入電壓調(diào)節(jié)至 6V。

對于基于電感的解決方案，最大負(fù)載電流在18V （150.2W）時為7mA。峰值效率 （65“） 出現(xiàn)在最大負(fù)載時，靜態(tài)（空載）電流為 91mA（采用 6V 電源）。電感電路中的靜態(tài)電流損耗是由二極管的反向恢復(fù)時間和MOSFET的漏極電容引起的。這些效果如圖 10 所示。

圖 10.示波器照片（左）展示了ES1D二極管15ns反向恢復(fù)時間的影響。波形的縮放（右）顯示電感電流實際上呈負(fù)斜坡上升，因為二極管無法及時關(guān)斷。

基于變壓器的方法（圖11）是通過使用圖1c的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)將電感更換為以下變壓器來實現(xiàn)的：

墨田 CMD-8LN 6313-T036，
LP= 5.6μH，IP= 2.3A， NP：NS = 1：9，
RP= 0.5Ω

圖 11.開關(guān)波形顯示了MAX668電路（圖150所示的9V升壓DC-DC轉(zhuǎn)換器）基于變壓器的方法。

使用匝數(shù)比為1：9的變壓器只需要22V MOSFET，但實際應(yīng)用將使用30V MOSFET（而不是200V MOSFET）作為變壓器電路。然而，效率為77“，同時在25V （5.150W）時提供3.8mA。峰值效率為 88“ （15mA），空載電源電流總計僅為 1.8mA。

將 200V MOSFET 與變壓器一起使用，可以實現(xiàn)更高的電壓。理論上，200V MOSFET和1：9變壓器的輸出電壓可以高達(dá)2kV，但實際上變壓器繞組無法承受如此高的電壓。然而，更大的問題是獲得具有快速反向恢復(fù)時間的>1kV二極管。對于較慢的反向恢復(fù)時間，必須降低開關(guān)速度。

替代中央半導(dǎo)體的 400V CMR1U-04 二極管（50ns tRR） 和 ES1D 二極管和改變輸出電容允許電路產(chǎn)生高達(dá) 400V 的輸出。ES1D二極管不能可靠地產(chǎn)生大于346V的輸出，因為它的陽極達(dá)到-9 × V在當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通時。配置為 V外= 330V，電路在9“效率下能夠產(chǎn)生6.3mA （1.60W），在66mA時峰值效率為4”。

如前所述，30V MOSFET對于150V輸出更合乎邏輯。IRF640NS 被邏輯電平 IRF7811W （30V， 0.012Ω， QG= 18nC， CDSS= 500pF）。電阻急劇下降（從0.15Ω降至0.012Ω），但效率改善很小。當(dāng)在25V時提供7.150mA的最大負(fù)載時，效率為82.3“（相對于77”）。15.5mA 時的峰值效率為 88”。效率結(jié)果總結(jié)于圖12中。

圖 12.該效率與負(fù)載關(guān)系圖比較和對比了基于變壓器的升壓型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器與基于電感器的升壓型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器。使用變壓器可大大提高最大負(fù)載、靜態(tài)電流和效率。

效率的微不足道的提高意味著兩件事。初級損耗在變壓器中（電阻損耗和漏能），容性損耗在MOSFET中。顯性損耗與變壓器的初級側(cè)電阻有關(guān)，約為0.5Ω。您可以擴(kuò)展此系統(tǒng)以提供更高的功率。例如，為 I 指定的另一個自定義轉(zhuǎn)換器普薩特= 5A 和升P= 1.7 μH 應(yīng)提供兩倍以上的功率。

因此，除了使用更小、更便宜、更高效的IRF7811W MOSFET外，變壓器升壓轉(zhuǎn)換器還可以在較低的輸入電壓下工作。變壓器杠桿可以提高功率密度和效率，減少紋波，并允許使用更小、更便宜，有時甚至是內(nèi)部 MOSFET。應(yīng)用變壓器杠桿的成本主要是由于市場限制。當(dāng)尺寸和功率密度是高優(yōu)先級時，請考慮使用變壓器。

審核編輯：郭婷