功率MOSFET是便攜式設備中使用的任何大功率開關電源的組成部分。此外，這些MOSFET是難以為散熱能力最小的筆記本電腦產品指定的組件。本文提供了計算這些MOSFET的功耗和確定其工作溫度的分步說明。然后，通過逐步完成多相、同步整流、降壓型CPU內核電源的一個30A相位的設計來說明這些概念。

也許便攜式電源設計人員面臨的最嚴峻挑戰是為現代高性能CPU供電。最近，CPU 電源電流每兩年翻一番。事實上，當今的便攜式內核電源可能需要高達60A或更高的電流，電壓在0.9V至1.75V之間。但是，盡管當前要求穩步增加，但可用于電源的空間卻沒有增加 - 這一事實已將熱設計擴展到極限，甚至超越。

具有如此高電流的電源通常分為兩相或多相，每相處理電流在15A至30A之間。這種方法簡化了組件選擇。例如，一個60A電源基本上變成了兩個30A電源。但由于這種方法不會產生額外的電路板空間，因此很難緩解散熱設計挑戰。

MOSFET 是大電流電源最難指定的組件。對于筆記本電腦尤其如此，在這種環境中，散熱器、風扇、熱管和其他散熱方式通常保留給 CPU 本身。因此，電源經常與狹窄的空間、靜止的空氣和來自附近組件的熱量作斗爭。此外，除了電源下方的少量 PC 板銅外，沒有任何東西可以幫助功耗。

MOSFET 的選擇首先要選擇能夠在給定足夠散熱路徑的情況下處理所需電流的器件。選擇結束時量化所需的散熱并確保耗散路徑。本文提供了計算這些MOSFET的功耗和確定其工作溫度的分步說明。然后，通過逐步完成多相、同步整流、降壓型CPU內核電源的一個30A相位的設計來說明這些概念。

計算 MOSFET 功耗

要確定MOSFET是否適合特定應用，必須計算其功耗，主要包括電阻和開關損耗：

PDDEVICE TOTAL = PDRESISTIVE + PDSWITCHING

由于MOSFET的功耗在很大程度上取決于其導通電阻，因此RDS（ON），計算 RDS（ON）似乎是一個很好的起點。但是MOSFET的RDS（ON）取決于其結溫，TJ.反過來，TJ取決于 MOSFET 中的功耗和熱阻 Θ賈，的場效應管。因此，很難知道從哪里開始。由于功耗計算中的幾個項是相互依賴的，因此迭代過程對于確定該數字非常有用（圖 1）。

圖1.該流程圖表示選擇每個MOSFET（同步整流器和開關MOSFET）的迭代過程。在此過程中，假設每個MOSFET的結溫，并計算MOSFET的功耗和允許的環境溫度。當允許的環境溫度達到或略高于容納電源及其供電的電路的外殼內預期的最高溫度時，該過程結束。

迭代過程首先假設每個 MOSFET 的結溫，然后計算每個 MOSFET 的單獨功耗和允許的環境溫度。當允許的環境空氣溫度等于或略高于容納電源及其供電的其他電路的外殼內的預期最高溫度時，該過程結束。

使這個計算出的環境溫度盡可能高可能很誘人，但這通常不是一個好主意。要做到這一點，需要更昂貴的MOSFET，在MOSFET下方有更多的銅，或者通過更大，更快的風扇移動更多的空氣 - 所有這些都是沒有根據的。

從某種意義上說，假設MOSFET結溫，然后計算相關的環境溫度需要反向工作。畢竟，環境溫度決定了MOSFET的結溫，而不是相反。但是，從假設的結溫開始計算所需的計算比從假設的環境溫度開始并從那里開始工作時更容易完成。

對于開關 MOSFET 和同步整流器，請選擇允許的最大芯片結溫 TJ（熱），以此作為此迭代過程的起點。大多數 MOSFET 數據手冊僅指定最大 RDS（ON）在 +25°C 時。 但最近，一些MOSFET文檔也列出了+125°C時的最大值。場效應管 RDS（ON）隨溫度升高，典型溫度系數范圍為 0.35%/°C 至 0.5%/°C（圖 2）。

圖2.典型的功率MOSFET導通電阻溫度系數范圍為每度0.35%（黑線）至0.5%/度（紅線）。

如有疑問，請使用更不利的溫度系數和 MOSFET 的 +25°C 規格（或其 +125°C 規格，如果可用）來計算近似最大值 RDS（ON）在您選擇的 TJ（熱）:

RDS(ON)HOT = RDS(ON)SPEC [1 + 0.005 × (TJ(HOT) - TSPEC)]

其中 RDS（亮起）規格是用于計算的MOSFET導通電阻，而T規范是 R 的溫度DS（ON）指定了規范。使用計算出的 RDS（ON）HOT，用于確定同步整流器和開關MOSFET的功耗，如下所述。

以下段落討論在假定管芯溫度下計算每個MOSFET的功耗，然后討論完成此迭代過程的其他步驟。（整個過程詳見圖 1。

同步整流器的功耗

對于除最輕負載外的所有負載，同步整流器MOSFET的漏源電壓在導通和關斷期間由箝位二極管箝位。因此，同步整流器不會產生開關損耗，使其功耗易于計算。僅必須考慮電阻損耗。

最壞情況下的損耗發生在同步整流器的最大占空比處，當輸入電壓處于最大值時發生。通過使用同步整流器的RDS（ON）HOT及其占空比，以及歐姆定律，您可以計算其近似功耗：

PDSYNCHRONOUS RECTIFIER= [ILOAD2 × RDS(ON)HOT] × [1 - (VOUT/VINMAX)]

開關 MOSFET 的功耗

開關MOSFET的阻性損耗與同步整流器的阻性損耗非常相似，使用其（不同的）占空比和RDS（開）熱:

PDRESISTIVE = [ILOAD2 × RDS(ON)HOT] × (VOUT/VIN)

計算開關MOSFET的開關損耗很困難，因為它取決于許多難以量化且通常未指定的因素，這些因素會影響導通和關斷。使用以下公式中的粗略近似值作為評估MOSFET的第一步，并在實驗室工作臺上驗證性能：

PDSWITCHING = (CRSS × VIN2 × fSW × ILOAD)/IGATE

其中 C.RSS是 MOSFET 的反向傳遞電容（數據手冊參數），f西 南部是開關頻率，I門是 MOSFET 柵極驅動器在 MOSFET 導通閾值處的灌電流/拉電流（V一般事務人員柵極電荷曲線的平坦部分）。

一旦您根據成本將選擇范圍縮小到特定一代的 MOSFET（MOSFET 的成本在很大程度上取決于它所屬的特定代次），請選擇該代中能夠最大限度地降低功耗的器件。這是具有相同電阻和開關損耗的器件。使用更?。ǜ欤┑腗OSFET增加電阻損耗的程度大于降低開關損耗;較大（低 RDS（ON）） 器件增加開關損耗的程度大于降低電阻損耗。

如果 VIN 發生變化，則計算開關 MOSFET 在 VIN（最大值）和 VIN（最小值）下的功耗。MOSFET的最壞情況下的功耗將發生在最小或最大輸入電壓電平。耗散是兩個函數的總和：阻性耗散，在VIN（MIN）（較高的占空比）時最高，以及開關耗散，在VIN（MAX）時最高（因為VIN2項）。最佳選擇在VIN極端值處具有大致相等的耗散，從而在整個VIN范圍內平衡電阻和開關耗散。

如果耗散在V處在（分鐘）明顯更高，電阻損耗占主導地位。在這種情況下，請考慮使用更大的開關MOSFET（或多個并聯）以降低RDS（ON）.但如果在V的損失在（最大）明顯更高，請考慮減小開關 MOSFET 的尺寸（如果使用多個器件，則移除 MOSFET），以使其開關速度更快。

如果阻斷損耗和開關損耗平衡，但仍然過高，有幾種方法可以進行：

更改問題定義。例如，重新定義輸入電壓范圍。

改變開關頻率以降低開關損耗，可能允許更大和更低的RDS（ON）開關場效應管。

增加柵極驅動器電流，可能降低開關損耗。MOSFET自身的內部柵極電阻最終限制了柵極驅動器電流，對這種方法施加了實際限制。

使用改進的 MOSFET 技術，該技術可以同時切換得更快，R 更低DS（ON），并且具有較低的柵極電阻。

由于器件選擇有限，可能無法將 MOSFET 的尺寸微調到超過某一點。最終，必須耗散的是MOSFET的最壞情況功率。

熱阻

下一步是計算每個MOSFET周圍的環境空氣溫度，這將導致達到假設的MOSFET結溫。（請參閱上圖1，了解確定同步整流器和開關MOSFET的正確MOSFET的迭代過程。要進行此計算，首先確定結點到環境熱阻 Θ賈，每個場效應管。

熱阻可能很難估計。雖然測量 Θ 相對容易賈對于簡單印刷電路板上的單個器件，很難預測系統內實際電源的熱性能，其中許多熱源競爭有限的耗散路徑。如果并聯使用多個MOSFET，則可以按照與兩個或多個并聯電阻的等效電阻相同的方式計算其組合熱阻。

從場效應管的 Θ 開始賈規范。對于單芯片、8 引腳 SO MOSFET 封裝，Θ賈通常接近 62°C/W。對于帶有散熱片或外露散熱片的其他封裝，其范圍可能在 40°C/W 至 50°C/W 之間（表 1）。

要計算MOSFET的管芯溫升高于環境溫度，請使用以下公式：

TJ(RISE) = PDDEVICE TOTAL × ΘJA

接下來，計算將導致芯片達到假設T的環境溫度J（熱）:

TAMBIENT = TJ(HOT) - TJ(RISE)

如果計算出 T氛圍低于外殼的最大指定環境溫度（意味著外殼的最大指定環境溫度將導致 MOSFET 假定的 TJ（熱）要超過），您必須執行以下一項或多項操作：

提高假定的 TJ（熱），但不高于數據手冊的最大值。

通過選擇更合適的 MOSFET 來降低 MOSFET 的功耗。

降低 Θ賈通過增加MOSFET周圍的氣流或銅量。

重新計算 T氛圍.（使用電子表格簡化了選擇可接受的設計通常需要的多次迭代。

或者，如果計算出 T氛圍比機柜的最高指定環境溫度高出相當多，可以采取以下任何或所有可選步驟：

降低假定的 TJ（熱）.

減少專用于 MOSFET 功耗的銅纜。

使用較便宜的MOSFET。

最后這些步驟是可選的，因為在這種情況下，MOSFET不會因溫度過高而損壞。但是，只要計算出的 T氛圍仍然比機柜的最高溫度高出一些幅度。

此過程不準確的最大來源是 Θ賈.仔細閱讀與 Θ 相關的任何數據手冊注釋賈規范。典型規格假設設備安裝在 1 英寸2 的 2 盎司銅上。銅執行大部分功率耗散，不同數量的銅變化Θ賈大幅。例如，Θ賈的 D-Pak 可能是 50°C/W，含 1 英寸2的銅。但是，由于銅僅支撐封裝尺寸，因此Θ賈超過一倍（表1）。

當多個 MOSFET 并聯時，Θ賈主要取決于它們安裝到的銅區域。等效 Θ賈對于兩個器件來說，可以是一個器件的一半，但前提是銅面積也翻了一番。也就是說，在不增加銅的情況下添加一個并聯MOSFET會使RDS（ON），但更改 Θ賈少得多。

最后，Θ賈規格假設沒有其他器件向銅耗散區域貢獻熱量。在高電流下，電源路徑中的每個組件，甚至 PC 板銅，都會產生熱量。為避免 MOSFET 過熱，請仔細估算 q賈物理情況可以實際實現并考慮以下幾點：

研究所選 MOSFET 的可用熱信息。

調查是否有空間可用于其他銅、散熱器和其他設備。

確定增加氣流是否可行。

查看其他器件是否為假定的耗散路徑貢獻了大量熱量。

估計附近組件和空間的過度加熱或冷卻。

設計示例

圖3所示的CPU內核電源在1A時提供5.60V電壓。兩個工作在 30kHz 的相同 300A 功率級提供 60A 輸出電流。MAX1544 IC在單個方案中驅動兩級，使用兩相180°錯相。電源的輸入范圍為7V至24V，外殼的額定最高環境溫度為+60°C。

圖3.該降壓型開關穩壓器的MOSFET采用本文所述的迭代過程進行選擇。電路板設計人員通常使用這種類型的開關穩壓器為現代高性能CPU供電。

同步整流器包括兩個并聯的 IRF6603 MOSFET，室溫下的最大 RDS（ON） 為 2.75mΩ，+125°C 時約為 4.13mΩ（假定的 TJ（HOT））。這些并聯 MOSFET 的最大占空比為 94%，負載電流為 30A，最大 RDS（ON） 為 4.13mΩ，功耗約為 3.5W。提供 2in2 銅以消耗該功率，總 ΘJA 應約為 18°C/W。 請注意，該熱阻值取自 MOSFET 數據手冊。組合MOSFET的溫升約為+63°C，因此該設計可在高達+60°C的環境溫度下工作。

開關 MOSFET 具有兩個并聯的 IRF6604 MOSFET，室溫下組合最大 RDS（ON） 為 6.5mΩ，+125°C 時約為 9.75mΩ（假定的 TJ（HOT））。組合CRSS為380pF。MAX1544為高邊、1Ω柵極驅動器，可提供約1.6A電流。VIN = 7V時，阻性損耗為1.63W，開關損耗約為0.105W。VIN = 24V時，阻性損耗為0.475W，開關損耗約為1.23W。每個輸入工作點的總損耗大致相等，最小VIN時最差情況下的總損耗為1.74W。

與ΘJA 約28°C/W，預期溫升為+46°C，可在高達+80°C的環境溫度下工作。 當環境溫度高于外殼的最高指定溫度時，設計人員可以選擇減少專用于 MOSFET 的銅面積，盡管此步驟是可選的。本例中的銅區域僅是MOSFET所必需的。如果其他設備將熱量散發到這些區域，則可能需要更大的銅面積。如果沒有空間容納額外的銅，請降低總功耗，將熱量分散到低耗散區域，或使用主動方式散熱。

結論

熱管理是大功率便攜式設計中最困難的方面/挑戰之一。這種困難使得上述迭代過程變得必要。雖然這個過程應該使電路板設計人員接近最終設計，但實驗室工作必須最終確定設計過程是否足夠準確。計算 MOSFET 的熱特性并確保其耗散路徑，同時在實驗室中檢查這些計算，有助于保證穩健的熱設計。

審核編輯：郭婷