看razavi射頻微電子中，LNA設計的一章，發現上面計算架構的噪聲系數時，基本的步驟是，先算出每個器件在輸出端的噪聲貢獻，然后再將其疊加。

要做到這一步，即可以分析器件的噪聲性能，可以通過電壓源和電流源等熟悉的元件對器件的噪聲進行建模。

電阻的熱噪聲

環境熱能導致電阻中的電荷載流子隨機運動，從而產生噪聲。

這個噪聲可以通過一個級聯電壓源，或者并聯的電流源來模擬。電壓源和電流源的功率譜密度(PSD,power spectral density), 如下圖所示。模型有時候可以簡化分析，電壓源和電流源的極性并不重要，但是在給定電路的計算中，需要保持一致。

那么，如果電阻將環境熱量轉換為噪聲電壓或電流，我們能否從電阻中提取能量呢？

有趣的是，如果R1和R2處于同樣的環境溫度，它們之間沒有凈流量傳遞，因為R2同樣會產生同樣的噪聲電壓。但是，如果R2的環境溫度T=0K ,那么R1會持續地從它的環境中吸收能量，把它轉換為噪聲，然后把能量傳輸給R2.

傳遞給R2的平均能量為：

對于一個熱噪聲噪聲密度為4KTR1的電路來說，它不需要一定要包含電阻R1.

如果無源電路耗散能量，那么它一定包含一個物理電阻，因此一定會產生熱噪聲。我們可以籠統的說，有耗電路就有噪聲。

比如：如果一個無源(互易)網絡的兩個端口之間的阻抗的實部等于Re{Zout}, 如下圖所示，那么這兩個端口間熱噪聲的PSD為：

這個理論，并不局限于集總電路。

比如說，一個天線，如果作為發射天線，則其向外輻射能量，其中Rrad稱為輻射電阻，作為接收天線，天線會產生熱噪聲，如下圖所示。

嚴格來說，這是不正確的，因為接收天線的噪聲實際上是由“背景”噪聲（例如宇宙輻射）給出的。然而，在 RF 設計中，通常假設天線噪聲為 4kTRrad。

MOSFET中的噪聲

工作在飽和區的MOS晶體管的熱噪聲，可以近似地用源極和漏極之間的電流源表示。如下圖所示。

其中， γ為過量噪聲系數，"excess noise coefficient",gm為跨導(transconductance).

對于長溝道晶體管，γ的值為2/3;對于短溝道晶體管，γ的值為2.

γ的實際值，還取決于其他因素，通常通過對每一代 CMOS 技術的測量獲得。

噪聲也可以用電壓源與MOS管的柵極級聯來模擬，如上圖所示。

熱噪聲的另一個組成部分，是來自MOS管的柵極電阻，而且當柵極長度縮小時，這個效應會變得更加重要。

如下圖所示，MOS管的寬度為W，長度為L。

可以證明，這個結構，可以簡化成一個集總模型，其等效柵極電阻為RG/3，熱噪聲PSD為4KTRG/3.

在一個好的設計中，這個噪聲必須小于溝道的噪聲，即

柵極和漏極之間也存在電阻，但是這可以通過使用multiple fingers來減小。

高頻的時候，從溝道流過的熱噪聲電流會通過電容耦合耦合到柵極，因此產生柵極感應噪聲電流“gate-induced noise current”。如下圖所示。該效應，并未在典型的電路放置器中建模，但其重要性仍然不清楚。

MOS管也有閃爍噪聲，又稱為"1/f"噪聲。

可以用與柵極級聯的電壓源來模擬，這種噪聲的功率譜密度為：

其中，K是一個與工藝相關的恒量。在大多數的CMOS工藝中，PMOS 器件的 K 低于 NMOS 晶體管，因為前者攜帶電荷遠低于氧化硅界面，因此受“表面狀態”（懸空鍵）的影響較小。

同樣的，閃爍噪聲也可以通過一個電流源來模擬。

如下圖所示，與MOS管柵極相連的電壓源，可以等效為連接在漏極和源極之間的電流源，其值為gmV1。

所以，可以得到下圖。

給定器件尺寸和偏置電流，1/f噪聲的功率譜密度和熱噪聲的功率譜密度，在某個頻率點相交，稱為“1/f 噪聲轉角頻率”，如下圖所示。

將熱噪聲電流等于閃爍噪聲電流，求得的f即為1/f噪聲拐角頻率，如下式所示。

在現代CMOS工藝中，拐角頻率處于幾十甚至幾百MHz的范圍內。

雖然閃爍噪聲的影響在高頻下似乎可以忽略不計，但我們必須注意，混頻器和振蕩器等電路中的非線性或時間變化，可能會將1/f閃爍噪聲轉換到射頻領域。

審核編輯：劉清