由于內部斷路器延遲和有限的MOS柵極下拉電流，許多熱插拔控制器在短路輸出后的前10μs至50μs內不限制電流。結果可能是幾百安培的短暫流量。一個簡單的外部電路通過最小化初始電流尖峰并在200ns至500ns內終止短路來解決這個問題。

典型的+12V、6A、熱插拔控制器電路（圖1）包含（與許多其他電路一樣）慢速和快速比較器，跳變門限為50mV和200mV。對于過載情況，6mΩ 檢測電阻 （RS） 允許標稱慢比較器跳閘 （8.3A） 和快速比較器跳閘 （33.3A） 用于短路。

圖1.典型的熱插拔控制器電路表現出峰值為30A的400ms短路電流脈沖。

初始短路電流尖峰僅受電路電阻1的限制，該周期包括快速比較器延遲和通過放電M30的柵極電容完成短路中斷所需的1μs。短路期間記錄的波形表明峰值電流為400A（由于Rs兩端為2.4Vpk），在100μs內降至28A。

通過添加達林頓 pnp 晶體管 （Q0） 來加速柵極放電，短路電流持續時間可以限制在 ≤ 5.1ms（圖 2）。D1允許柵極在導通時正常充電，但在關斷時，控制器的3mA柵極放電電流被引導至Q1的基極。然后，Q1在100ns≤快速放電柵極。因此，短路的高電流部分被限制在略高于快速比較器的350ns延遲時間。

圖2.增加Q1會增加柵極下拉電流，將短路電流持續時間限制在0.5ms以下。

圖2和圖3波形中的表觀反向過沖電流和急劇上升是由檢測電阻芯片中的寄生串聯電感產生的，圖3所示的前前沿振蕩是由示波器接地引線引入的偽影。

圖3.熱插拔控制器，可快速限制短路電流峰值和短路波形。

圖3所示電路可以將短路電流限制在≈100A，持續<200ns。當RS兩端的電壓達到≈1mV時觸發pnp晶體管Q600a，驅動npn晶體管Q1b快速放電M1的柵極電容。陡峭的電壓波形有助于pnp晶體管的快速觸發，而陡峭的電壓波形又是檢測電阻中寄生電感的結果。

C2連接在M1的柵極和源極之間，以減小短路期間施加到柵極的正瞬態階躍電壓。齊納二極管D1通過將VGS限制在小于MAX4272提供的7V的電壓來降低ID（ON）。盡管D1在5mA偏置時的額定電壓為5.1V，但它將該電路中的VGS限制在≈3.4V，因為IC只有100mA的柵極充電電流（齊納偏置電流）可用。有限的VGS降低了ID（ON）（在一定程度上降低了RD（ON）），并允許更快地關閉M1。D1和C2也可以在圖1和圖2中使用，以減少短路期間的ID（ON）。

上述兩個電路中的任何一個都可以通過最小化熱插拔控制電路短路時的能量耗散來保護背板電源。較簡單的電路（圖2）將短路電流間隔大幅縮短至略小于500ns，稍復雜的電路（圖3）將峰值短路電流降低至100A，并將脈沖寬度截斷至200ns以下。這兩種技術都可以應用于大多數熱插拔控制器電路。根據電源的阻抗、短路的阻抗以及（尤其是）短路本身的質量和起音時間，各個結果都有所不同。

源電阻、短路質量、RS 值、MOSFET 的 RDS（ON）和 MOSFET 的 ID（開）.
請注意，通過手動操作短路棒來實現可重復的低電阻短路非常困難。需要仔細的布局和低ESR電容器才能創建具有極低ESR的電源。

審核編輯：郭婷