MAX8537雙相降壓型DC-D 轉換器適用于移動處理器內核
在這種單輸出設計中，雙輸出、同步降壓控制器通過將電流分成兩個交錯相位來降低元件高度。雙相設計降低了所需的輸入濾波器電容，并允許每個電感器比單相設計更短。MAX8537控制器將該設計集成到3mm高的電路中，從1V提供6.20V/12A電流。
移動應用中的 GPU 需要相對高電流的扁平核心電源。一種方法是將電流分成兩個交錯相位，使電源電路加倍，每個相位的電流減半。在兩相之間分配輸出電流可使每個電感器（通常是最高的元件）更短，并且與單相設計相比，還降低了輸入濾波器要求。雙相方法的主要問題是兩相之間的均流。
MAX8537雙通道、同步降壓控制器從1V、±6%輸入提供20.12V/10A輸出，最大元件高度為3mm（圖1）。該器件旨在為 DDR 存儲器提供所有三個電源軌：VDDQ、VTT 和 VTTR。VTT 和 VTTR 必須跟蹤 VDDQ 的 8537/<>。MAX<>上的一個降壓控制器產生VDDQ;另一個降壓控制器產生 VTT，并具有用于跟蹤 VDDQ 的 <>/<> 的參考輸入。此功能可與電感電流檢測結合使用，將兩個控制器組合成一個輸出。
| 組件 | 數量 | 描述/部件號 |
| C2，C4 | 3 | 電容器：陶瓷 10uF/25V，X5R。太陽湯殿： TMK325BJ106MM |
| C5， C6，C7，C10，C45 | 5 | 電容：陶瓷0.1uF /25V，X7R。村田制作所： GRM39X7R104K25 （0603） |
| C12 | 4 | 電容：聚合物 680uF/2.5V/12 mΩ。三洋， 2R5TPE680MCL |
| C13 | 1 | 電容： 陶瓷 4.7uF/6V， X5R.太陽湯殿：JMK212BJ475MG |
| C14 | 1 | 電容：陶瓷 1uF/35V，X5R。太陽湯殿： LMK316BJ105ML （1206） |
| C15，C16 | 2 | 電容器：陶瓷 1uF/10V，X5R。太陽湯殿： LjMK107BJ105MA （0603） |
| C17，C43 | 2 | 電容：陶瓷 3.9nF /50V，X7R。村田制作所： GRM39X7R392K50 （0603） |
| C18，C20，C25 | 3 | 電容：陶瓷 10pF/25V，X7R。村田制作所： GRM39X7R100J50 （0603） |
| C19，C44 | 2 | 電容：陶瓷 330pF/50V，X7R。村田制作所： GRM39X7R331J50 （0603） |
| C21 | 1 | 電容：陶瓷 6.8nF /50V，X7R。村田制作所： GRM39X7R682K50 （0603） |
| C22 | 1 | 電容：陶瓷 100pF/50V，X7R。村田制作所： GRM39X7R101J50 （0603） |
| C23，C24 | 2 | 電容：陶瓷0.033uF/50V，X7R。村田制作所： GRM39X7R333K50 （0603） |
| C39，C40 | 2 | 電容：陶瓷 2.2nF /50V，X7R。村田制作所： GRM39X7R222K50 （0603） |
| C41，C42 | 2 | 電容：陶瓷0.01uF/50V，X7R。村田制作所： GRM39X7R103K50 （0603） |
| D1、D2 | 2 | 二極管，肖特基 30V，100mA。中央 CMDSH-3 （SOD-323） |
| L1，L2 | 2 | 電感： 0.6uH/10A/6.5mΩ， 東光FDV0630-0R6 |
| N1，N2 | 2 | 晶體管，納米場效應管，30V，12.5 mΩ。國際整流器 IRF7821 （SO-8） |
| N3，N4 | 2 | 晶體管，納米場效應管：30V，4.8mΩ。國際整流器 IRF7832 （SO-8） |
| R2，R3 | 2 | 電阻： 1.8kΩ， 5% （0603） |
| R5 | 1 | 電阻： 56kΩ， 5% （0603） |
| R6 | 1 | 電阻： 10kΩ， 5% （0603） |
| R7，R29，R30，R31，R32 | 5 | 電阻： 2.2Ω， 5% （0603） |
| R8 | 1 | 電阻： 4.7Ω， 5% （0603） |
| R9 | 1 | 電阻： 33.2kΩ ， 1% （0603） |
| R10，R12，R17，R27 | 4 | 電阻： 22kΩ， 5% （0603） |
| R11，R26 | 2 | 電阻： 47kΩ， 5% （0603） |
| R13 | 1 | 電阻： 8.2kΩ， 5% （0603） |
| R14 | 1 | 電阻： 27kΩ， 5% （0603） |
| R15，R16 | 2 | 電阻： 10.0kΩ， 1% （0603） |
| R19 | 1 | 電阻： 560kΩ， 5% （0603） |
| R21，R22 | 2 | 電阻： 2.2Ω， 5%， 0.25Ω.(1206) |
| R24，R25 | 2 | 電阻： 5.1kΩ， 5% （0603） |
| R28 | 1 | 電阻： 1kΩ， 5% （0603） |
| U1 | 1 | MAX8537雙通道PWM同步降壓控制器（28-QSOP） |
| U2 | 1 | MAX837電壓監測器（SOT-143） |
對于更大的圖像
，圖1。MAX8537原理圖、數據和BOM;600kHz 雙相應用電路：8537_1a6
VIN = 10.8V 至 13.2V，輸出電壓 = 1.6V @ 20A
日期： 4/23/04
| VIN1 | Iin1 | VOUT | 伊奧特 | 效率 |
| 12.01 | 0.117 | 1.602 | 0 | |
| 10.76 | 3.55 | 1.602 | 20 | 0.839 |
| 12.01 | 3.21 | 1.603 | 20 | 0.832 |
| 13.22 | 2.94 | 1.603 | 20 | 0.825 |
| 20兆赫帶寬 | <50毫伏-普 |
電感電流檢測使用電感的串聯電阻來檢測電感電流。與電感并聯的串聯RC與電感中RL的時間常數相匹配。電容器兩端出現一個等于電感電流乘以電感串聯電阻的電壓。電容以輸出電壓為參考，因此跟蹤控制器可以匹配輸出電壓加上代表主控制器中電感電流的小電壓。直流電流匹配取決于最大電流、電感串聯電阻、跟蹤誤差放大器的開環增益以及電感串聯電阻的匹配。
MAX8537開關頻率設置為600kHz，在考慮最小占空比的同時，在開關損耗和電感尺寸之間提供了良好的平衡。主控制器配置為提供 1.6V/10A，輸出電容為兩倍，可處理 20A 階躍瞬變。跟蹤控制器配置為遵循1.6V電壓，誤差放大器的兩個輸入端均具有匹配的補償網絡。跟蹤補償設計用于主控制器環路帶寬的 22/28，因此跟蹤控制器跟隨主控制器。此外，通過增加主控制器在交越時的相位裕量來降低C45以改善瞬態響應。R29和C30用作進入誤差放大器的信號的共模濾波器。為了降低高頻開關噪聲，R31、R32、R21和R39的開關轉換速度較慢。R22/C40和R27/C<>在高端開關導通時產生阻尼寄生振鈴，因此不會愚弄高端電流限制。電流限值約為 <>A。
3mm高的MAX8537電路從1V輸入提供6.20V/12A輸出，效率為83%。在50MHz帶寬內，輸出紋波小于20mVp-p。5.5A 至 20A 和 20A 至 5.5A 的階躍瞬變顯示 140mVp-p 的輸出電壓響應和 40usec 建立時間（圖 2）。電流匹配誤差小于10%。
圖2.輸出瞬態響應。
審核編輯：郭婷
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