線路和負載瞬態測量顯示電源響應線路電壓和負載電流突然變化的能力。這些測試顯示了控制器如何響應負載和線路步進，并揭示了在試圖維持穩壓時輸出中的顯著過沖或持續振鈴。詳細分析了線路和負載響應以及測試電路和示例。

線路和負載瞬態測量說明了電源響應線路電壓和負載電流突然變化的能力。測試測量可以揭示輸出中明顯的過沖或持續振鈴，因為它試圖保持穩壓。線路瞬態響應不同于電源抑制比（PSRR）。PSRR是直流測量，而線路瞬態是包含階躍傅里葉分量的階躍函數。負載瞬態與此類似，不同之處在于它是負載電流階躍，會給電源輸出注入干擾。相反，線路瞬態在輸入端注入干擾。

背景（關于電源，線路和負載瞬變告訴我們什么？

線路和負載步進間接地在階躍的傅里葉分量處向控制器注入激勵。如果直線或負載中的步長f（t）具有無限快的邊沿，則可以用傅里葉級數表示：

環路增益衰減

無反饋電源的簡化控制圖（圖1）由控制器濾波器增益、輸出阻抗以及輸入和輸出信號組成。線路和荷載步長表示為輸入，（I負荷（s）和V在（s））。

圖1.簡化的電源控制圖，無反饋。

GSI+（s）是控制器的濾波器增益，是從輸入到輸出的小信號增益。例如，沒有反饋的降壓轉換器從輸入到輸出的濾波器增益為：

Z外（s） 是輸出阻抗。在降壓轉換器情況下，輸出阻抗為：

任何輸入電壓或負載電流干擾都會傳播到輸出端，并直接影響輸出電壓。例如，使用工作的降壓轉換器VIN= 12V和強制50%占空比提供6V的輸出電壓。輸入電壓的2V階躍變化會導致輸出電壓的1V階躍變化。圖2顯示了一個添加了反饋的控制回路。在本例中，輸出被調節到設定的參考值 V裁判，并且對輸入電壓和輸出電流變化不太敏感。

圖2.帶反饋的簡化電源控制圖。

輸出電壓現在等于：

通過添加反饋，可以看出，在擾動輸出時，輸入電壓和負載電流變化的影響被項（1+GFB x GC（s））衰減。術語GFB是反饋除法器增益，GC（s）是控制器增益，它包含功率濾波器、誤差放大器和控制回路中的其他增益元件。術語GFB x GC（s）稱為環路增益。通過將信號注入反饋路徑，可以開發GFB x GC（s）的增益和相位的波德圖，該圖顯示了由于VIN和ILOAD中的擾動，控制器在輸出處具有多大的衰減。特別值得關注的是交叉頻率fC，其中GFB x GC（s）=1，及其相關的相移。當相位裕度（180°和fC時的相移之間的差）接近0°時，可能會對瞬態響應產生不必要的影響。在高于交叉的頻率下，環路增益降至1以下，線路和負載瞬態衰減與電源沒有反饋時相同。

時域到頻域

如果交越處的環路增益只有一個極點（即，環路增益中的所有其他極點和零點都與交越點相距明顯，影響可以忽略不計），則環路增益可以表示為：

圖3顯示了單極點響應，其中增益以-20dB/十倍頻程滾降，并以90°相移跨越單位增益。

圖3.單極環路增益的波特圖。

對于單極點響應，環路增益隨頻率降低，瞬態干擾分量的衰減也隨頻率降低。通過乘法

通過頻域階躍函數1/s，并進行拉普拉斯逆變換，得到時域響應。具有該環路增益的控制器的負載階躍響應（ΔILOAD）將在時域中呈現指數響應。初始壓降為ΔV=ILOAD（s）x ZOUT（s），恢復形式為VFINAL=ΔV x（1-e-t/τ）。VFINAL是負載階躍之前VOUT的直流值。在一個時間常數τ=1/（2πfc時，輸出電壓將恢復到初始壓降（ΔV）的63%。

電源輸入側的線路階躍將使輸出處的電壓升高濾波器增益GVIN（s）乘以輸入電壓階躍VIN（s）。這里的結果與負載階躍的結果相同：在1個時間常數（τ=1/2πx fc）之后，輸出電壓恢復到初始偏移的63%。

產生90°相位裕量的單極環路是交越時環路增益的保守方法。或者，環路增益可能會受到交越周圍多個極點的影響，導致相位裕量小于90°。這會導致時域中的階躍響應顯示過沖，并最終隨著相位裕量越來越接近0°而振鈴。這可以通過認識到交越時的開環增益幅度等于1來理解。當相位裕量減小到90°以下時，環路增益的實際部分變為負值。隨著相位裕量進一步減小，“實”部分變得越來越負數，而不是虛部。這會導致閉環增益中分母的幅度小于單位，導致頻率分量接近交越處的增益。

雙極點開環增益是一個很好的例子，說明了相位裕量減小時階躍響應期間發生的情況。例如，設計了一個直流增益為60dB的環路，顯示了兩個實極點在交越時的影響。這可以寫成：

閉環增益為

單位增益交越發生在ω1和ω2之間的頻率。然后調整ω1和ω2以改變相位裕量，同時保持相同的交越頻率。通過運行 MATLAB “step（）” 命令，（step（1/（1+ GFBx 克C（s）），生成不同相位裕量下不同瞬態響應的圖形，如圖4所示。

圖4.MATLAB step（） 命令，用于改變相位裕量的閉環增益。

圖4顯示了控制器的響應，以及隨著相位裕量減小而增加的過沖和振鈴。最終，當相位裕量減小到接近零時，會發生完全振蕩。這種方法的優點是，當相位裕量減小到90°以下時，響應時間會縮短。在大約72°的相位裕量下，恢復速度最快，過沖為0%。

產生線路和負載瞬變

為電源生成線路和負載瞬態響應時，必須以在線路電壓和負載電流中產生相對較快的階躍的方式完成，從而最好地接近相對于控制器帶寬的真實階躍函數。此任務可能需要特別注意布局和組件選擇。PC 板走線和元件的寄生電感、電阻和電容將限制在大開關電流下產生合理快速階躍響應時所需的壓擺率。

線路或負載階躍的最小上升時間由控制器的環路帶寬決定。1MHz控制器的環路帶寬應小于開關頻率的500/<>或<>kHz。因此，在查看控制器的響應時，全面測試控制器響應所需的階躍上升時間應足夠快，以注入至少f西 南部/2.這可能與瞬態的傅里葉分量有關，因為瞬態的壓擺率將由階躍的最高頻率分量設置。正弦波的最大壓擺率 （A x sin（ω）） 等于導數的最大值，或者簡單地 （壓擺率.MAX= A x ω）。這導致最小上升時間為 1/（π x f西 南部).

一旦知道上升時間和電壓或電流階躍，就可以估計任何寄生電感、電阻和電容對階躍的影響。例如，假設需要在輸出端施加10ns的200A步進。如果輸出電容和負載之間的電感為100nH，則可以達到的最快上升時間（扣除由于打開負載而導致的任何延遲）為555ns。顯然，寄生電感至關重要。另一方面，如果需要在相同的輸出下產生10μs內10A的步進，則電感的限制將僅占總上升時間的5%。

生成線路瞬變

可以用兩個低R產生快速線路瞬變DS（ON）在兩個直流電源之間切換的 n 溝道 MOSFET。這是如圖 5 中所述的設置。在時間A期間，Q1將電源輸入拉至5V電源，而Q2將輸入與3V電源斷開。在時間B期間，Q1斷開5V電源，Q2將輸入連接到3V電源。注意，Q2的源極連接到3V電源，而Q1的漏極連接到5V電源。這種有點不尋常的連接可防止 MOSFET 體二極管的意外傳導。Q1 和 Q2 的柵極驅動，（V一般事務人員），必須為高于漏源電壓 （V ） 的閾值電壓DS） 以完全打開開關。這可能會給高壓輸入帶來問題，盡管在處理5V或更低系統時，函數發生器或MOSFET驅動器很容易獲得足夠的柵極驅動。例如，MAX4428可通過1V柵極驅動提供高達5.18A的電流和吸收電流，并具有互補輸出，可驅動兩個FET異相。

如果輸入電容，C在，不需要直接在電源的輸入端，則C在可以刪除和 C英國石油公司從圖5成為電源的輸入電容。這在 C在很大，輸入端需要快速上升時間。

寄生效應

寄生電感、電阻和電容限制了仿真階躍函數的干凈波形。圖5顯示了生成線路瞬態階躍時遇到的重要寄生效應。為了源出和吸收必要的大電流，必須將印刷電路板、MOSFET 和電容器的串聯電阻和電感降至最低。由于電路具有大電容和低電阻，階躍響應變得欠阻尼。這會導致圖5中MOSFET之間結處和電源輸入端的電感和電容產生振鈴（諧振）。雖然電感不能降低到零，但可以降低到諧振頻率足夠高的程度，與模擬階躍函數的實際上升和下降時間可以忽略不計。

圖5.具有寄生元件的線路瞬態設置。

電源旁路

如果輸入電容，C在、不充分或如果 C在必須直接放置在電源的輸入端 出于噪聲和/或布局原因，線路電壓階躍必須在C兩端產生在.如果是這種情況，那么電流

必須來源并沉入 C 中在在時間 Δt 中將電壓提高 ΔV。在這種情況下，旁路電容器，C英國石油公司，必須比 C 大得多在并且必須為低 R紅沉降率陶瓷電容器。這確保了R兩端的壓降ESR_在充電和放電 C 所需的必要電流下最小化在.即使使用陶瓷旁路電容器，電感（L英語） 在處理快速上升時間時仍然會造成問題，或者當 C在很大，需要大量的電流。只有幾nH的電感將限制合理C所需的電流上升時間在電壓階躍。如果 C在例如，為 100μF，ΔV 為 1V，則電源必須向 C 提供 100A 電流在為了在1μs內步進電壓。如果C之間有100nH的寄生電感英國石油公司和 C在，則提升 C 需要 2μs在通過 1V。此外，電感增加會導致過沖或振鈴，并導致線路瞬變不能代表所需的真實階躍函數。通過并聯較小值的陶瓷電容器可以降低電感。R型紅沉降率和 L英語多個電容器并聯放置，從而降低了總等效阻抗。從旁路電容到MOSFET漏極的距離也必須最小化。用于 1 盎司銅的 PC 板走線約為 25mΩ/cm，對于 4mm 寬走線，約為 75.2nH/cm。必須使用較寬的短走線來降低旁路電容和MOSFET漏極之間的電感和電阻。

場效應管

MOSFET 的選擇主要集中在導通電阻 （RDS_ON）、封裝尺寸和柵極電容。RDS_ON其重要性與 PC 板電阻和旁路電容 ESR 相同。增加的電阻限制了可以源出并吸收到輸入電容C的電流在，并因開關電源的脈沖電流而引起過大的電壓紋波。尋找R最低的MOSFETDS_ON尤其重要，因為 RDS_ON將是電容器充電和放電路徑中的主要電阻源。此外，MOSFET串聯電感（包括漏源電感以及內部鍵合線和引線的電感）是我們可以關注的另一個領域，以降低與電源串聯的總電感。

極低導通電阻 MOSFET 通常具有較高的柵極電容 （C一般事務人員).如上所述，MOSFET驅動器（如MAX4428）可以驅動大MOSFET的幾nF柵極電容。MOSFET 驅動器和柵極之間的走線長度必須保持短而寬，以降低電感和電阻，并允許必須源出和吸收高電流才能對 C 進行充電和放電一般事務人員. 一旦電容器充放電路徑的電感和電阻最小化，MOSFET 必須連接到電源的輸入電容，或者如果可能，直接連接到電源輸入。在后一種情況下，電源的旁路電容也將是輸入電容。無論哪種情況，從 MOSFET 到 C 的連接在，或從 MOSFET 到電源輸入端，必須盡可能短，以盡量減少 PC 板寄生電感和電阻。

產生負載瞬變

在電源輸出端產生負載階躍的最佳方法是使用 n 溝道 MOSFET 作為負載元件（三極管區域）。在這種配置中，電源輸出連接到 MOSFET 的漏極，MOSFET 源連接到 GND。通過將柵極步進到源電壓 V 來調節電源負載一般事務人員.只要V一般事務人員大于 MOSFET 的閾值電壓 VT，大于漏極至源極電壓 V外，然后調整 V一般事務人員將改變 RDS_ON的 MOSFET 以及負載電流。為了檢測電流階躍，必須使用低電感檢測電阻，以避免在與負載電流路徑串聯時增加額外的電感。該電感將限制電流階躍的上升時間，并導致漏源電容C之間的振鈴DS和寄生走線電感，L帕拉.在這種配置中，檢測電阻成為負載的一部分。此外，MOSFET 必須直接放置在輸出電容 C 上外，被測電源。較小的MOSFET或并聯的MOSFET可以進一步降低寄生電感L帕拉.

MOSFET 柵極和脈沖發生器或 MOSFET 驅動器之間的連接必須短而寬，以最小化走線電感和電阻，RG和 LG.圖6顯示了添加寄生元件后負載瞬態的設置。

圖6.標有寄生效應的負載瞬態測試。

實例

負載瞬態

圖7、8和圖9所示為采用MAX0電壓模式降壓和MAX10評估板電路的1960至1960A負載瞬變（參見MAX1960評估板，www.maximintegrated.com）。在COMP處增加了一個高頻極點，以降低高于交越的增益。如果該極點的頻率過低，相位裕量開始減小。圖7顯示了開環交越頻率為42kHz和不可接受的2°相位裕量時的響應。響應負載階躍，電源進入連續振蕩狀態。當極點的頻率移出時，相位裕量增加。在11°時，振蕩變得阻尼，如圖8所示。相位裕量為90°（圖9），輸出端的響應為指數單極點的響應。

圖7.環路響應，開環交越頻率為42kHz，相位裕量為不可接受的2°。

圖8.相位裕量為11°的響應顯示阻尼振蕩。

圖9.相位裕量為90°的環路響應是指數單極點的響應。

負載瞬態由導通電阻為024mΩ的單個IRLR65N、n溝道MOSFET產生。MOSFET直接放置在其中一個輸出電容器的頂部，在源極和GND之間放置一個37.5mΩ低電感檢測電阻。柵極直接從 HP0 脈沖發生器從 4V 步進到 8112V。在0ns內可以產生10至200A的階躍響應，幾乎沒有過沖或振鈴。

圖 10.與圖9相同的電路的線路瞬態響應。

圖10顯示了線路瞬態響應，其電路與圖9所示電路相同。此處，輸入電壓從3.3V步進至5V。兩個IRF3704、9mΩ n溝道MOSFET使用圖3中的連接在3.5V和5V電源之間切換。每個開關分別位于MAX1960的輸入和兩個并聯的470μF Sanyo POSCAP（6TPB470M）之間。開發了400ns的上升時間和250mV的過沖來仿真線路階躍。

審核編輯：郭婷