第一部分為線性的電壓型放大器，第二部分為基于差分放大的儀表應用。

1. I-V轉換器

最簡單的跨阻放大器利用運放的虛斷特性，讓輸入電流直接流經反饋電阻，輸出電壓就是vo=-RiI。 這里增益也稱為轉換器的靈敏度，下圖靈敏度為1000。 這個簡單的電路能夠自動使電流損失降低到0，這是因為負反饋引入的輸入端虛地，即使輸入端存在有限的對地電阻，其上也不會有壓降。

使用過大的阻值會讓與電阻并聯的周圍媒質電阻減小實際反饋電阻（書中原文）。 為了避免在需要高靈敏度時使用太大的阻值，常用的方法是T型網絡，得到的輸出電壓vo=-(1+R2/R1+R2/R)RiI=-kRiI，設計時從需要的增益和一個預先確定的R值出發。 下圖靈敏度為108，先設定R=1M，確定k= 100，若選R2遠小于R，則R2/R1≈99。 像這么小的輸入電流，一般需要考慮運放的輸入偏置電流，這里選擇CMOS輸入運放，輸入偏置電流在數百pA。

最常見的跨阻放大器應用是光電傳感器信號的放大。

2. V-I轉換器

實際的跨導放大器的輸出電流一般形式為io=AvI-vL/Ro，這是由于有限的輸出阻抗。 vL的范圍稱為電壓柔量，在此范圍外運放進入飽和。 跨導放大器依然是利用運放的虛斷和負反饋虛地特性，使輸出電流跟隨輸入電壓變化。 由于輸出是電流，所以必須加入較小阻值的負載。

跨導放大器有兩種基本形式，分別為同相輸入和反相輸入。 同相輸入時，由于虛短特性，運放的輸出電壓幅度為vo=vI+vL； 反相輸入時的輸出電壓為vL，因此反相輸入的電壓柔量即為運放擺幅，而同相輸入的電壓柔量為運放擺幅下沉vI。

下圖的靈敏度為10-4。 所用運放為輸出軌到軌，電壓柔量分別為-17V ~ 7V和-12V ~ 12V。 對于純電阻負載，不會出現負的電壓柔量，所以這里的最大負載電阻分別是7/io和12/io，即14k和24k。 下圖的波形為負載20k時的波形，同相的輸出已經飽和，反相仍然正常輸出。 雖然有電壓柔量較低的缺點，但它依然有著同相結構固有的優點——輸入阻抗極大。

若將負載電阻換成電容，就變成了積分器，所以積分器的本質就是產生一個恒定的電流對負載電容充電，以此產生充電電壓的恒定斜率。

當要求負載接地時，負載就不能放在反饋環路中，這時使用的典型轉換器為Howland電流泵，其電阻的阻值應構成平衡電橋，即R8/R7 = R6/R5，則靈敏度仍為輸入電阻。 該電路中的vL等于運放的輸入電壓，也等于輸出電壓的分壓：vL = vo×R5/(R5+R6)，為了擴展柔量可以令R6盡量小，使得柔量接近于輸出擺幅，或者通過設計阻值來得到所需的柔量。 下圖的靈敏度為0.0002，電壓柔量為vo/1.2 =±10V，得出負載范圍為10k。 結果為負載在1k 5k 10k下的波形，其實在5k時就已經發生了正半周的畸變，10k時完全飽和。

電橋平衡中電阻值的失配會導致輸出阻抗的下降，1%電阻的最惡劣情況下輸出阻抗為375k，而輸出阻抗50M對應的電阻精度為0.0075%，只能依靠微調來實現。

上面的電路會在輸入電阻處消耗大部分電流。 作為改進電路，將R6一分為二，這時靈敏度的表達式也變為A = R6/R5R6b，電壓柔量為vo-vI×R6/R5。 下圖的靈敏度依然如上，電壓柔量為11V。

3. 電流放大器

將跨阻和跨導相結合，得到一個電流放大的表達式：

io = AiI - vL/Ro。 對于浮動負載，依然是將其串入反饋環路中，利用虛斷使反饋電流等于輸入電流，從而確定輸出電流。 由于運放的輸出電壓為vL+R2iI，說明該電路提供的電壓柔量十分有限。 下圖的增益為2，電壓柔量為11V，得到最大負載電阻為11V/2mA=5.5k。 右是電阻為5k和6k時的結果。

接地負載的電流放大器實際上由負阻變換器構成，因此輸出電流也是反相的。 其中輸出電阻Ro是一個負的有限值，其值與電流源的阻抗有關，因此該電路會用在虛地型負載（暫時不明）應用中。 這時io = AiI - vL/Ro的后一項終于派上了用場，這里Ro = -RsR11/R12，在輸入源阻抗較小時無法忽略其影響，進一步推導，得到完整的輸出電流表達式為

可見輸出電流與源阻抗和負載都有關。 下圖設計電流增益A為-2，又輸出電流由運放提供，得到電壓柔量為12V－ioR11 = ioRL，算出最大的負載電阻為略小于5k。 但是仿真結果顯示在3k時便已飽和，更確定的計算方法有待學習。 右為負載2k~5k的結果。

4. 差分放大器

基本的差放只要滿足電橋平衡，其輸出就等于輸入之差。

理想的差放對共模信號增益為0，但實際還是有一些偏移。 如上圖，輸出存在一些負偏移。 電阻失配對共模抑制也有影響，使得輸出電壓隨共模分量而變化，一般引入不平衡度進行分析，假設僅有一個電阻的阻值偏離標準值

?

通過這個推導，一個物理量浮出水面，即共模抑制比

理想情況下

Acm = 0，Adm即電路的增益，所以CMRR為無窮大。 從后面的簡化式又看出，CMRR隨增益增大而增大。 還有一個結論，就是在實際中只需要微調一個電阻就可以得到最大的CMRR。

基本電路的增益不容易改變，利用另一個運放作為反饋可以得到一個單獨的電阻與增益的線性關系

差分還可以消除地回路干擾，若一個反相放大器的輸入地和輸出地相隔較遠，存在電位差，就可以將同相端接成差分放大形式。

5.儀表放大器

基本差放的差模輸入電阻為2R1，共模輸入電阻為(R1+R2)/2。 對于高阻抗源，如一些微弱的傳感器輸出信號，需要無窮大的輸入電阻，因此需要再加入兩個同相輸入的緩沖放大器來達到這個目的，就構成了儀表放大器。 增益一般通過RG來設置，其他電阻取一樣即可，A= 1+2R/RG。

實際上用雙運放也可以實現高輸入阻抗，只要保證輸入信號直接接入運放的同相端，跨接的RG為增益設置，增益為A = 2+2R/RG。 由于輸入的非對稱性，兩個信號之間的組合存在延時，使得這種結果的頻率響應較差，也就是說CMRR隨頻率升高而加速降低。

單片集成的IA可以很大程度上提高CMRR，輸入端可以用高度匹配的晶體管，還有飛電容技術也可以更大地提高CMRR。

6.IA的應用

屏蔽層驅動

在使用差分屏蔽電纜傳輸信號時，電纜引入的分布電阻和雜散電容會惡化IA的頻率響應，使其對工頻共模干擾或其他交流干擾的CMRR降低。 最常用的解決方法是將輸入共模電壓用分壓電阻取出，通過跟隨器輸出到電纜的屏蔽層。 這樣，本來跨在雜散電容（這些電容一端在輸入信號，另一端正是接在屏蔽層）兩端的共模信號這時就被消除為0。

輸出偏置

將后級差放的同相輸入端的接地處改為一個直流電平，就可以將輸出信號偏置到需要的電平處。

電流輸出&輸入

將第二級差放改為Howland電路就形成了電流輸出的IA，一般用在長距離信號傳輸的場合，如4-20mA的工控場合。 輸出電流

經過推算，發現該輸出電流受各電阻包括負載電阻的影響，而且每個運放都要輸出相同大小的電流。

傳感器電橋放大器

對于電阻性傳感器，一般通過測量其電阻變化量來得到需要的物理量，而電阻變化量一般通過電橋轉換成電壓變化量。 電橋示意圖如下，IA使用INA118。 R2a為傳感器電阻，定義偏差比為δ，得到輸出電壓與電阻偏差的關系

然后規定靈敏度以確定放大倍數，如熱敏電阻的溫度系數為α，有δ= αT。 參考阻值為100（即0℃時的阻值），由于流過傳感器的電流限制，R1的值一般要在1k以上。 若要求靈敏度0.1V/℃，有

這里假設α= 0.002，得到A = 425V/V，設置RG = 118。 當溫度為100度時，輸出電壓應為10V，令R2a在100到120變化，就得到0℃ ~ 100℃下的輸出電壓特性。

應變儀電橋

應變儀與普通傳感器的不同在于它本身就是一個電橋，只是其四個橋臂的阻值都會隨應力而改變。