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除主電源外，許多應用還需要低功耗電源。出于成本、庫存管理或電磁兼容性（EMC）的原因，單獨的轉換器可能不合適。因此，需要另一種從主電源提供額外電源軌的方法。本應用筆記展示了如何使用降壓型IC轉換器的開關動作來獲得一個或多個輸出：隔離式或非隔離式、準穩壓或非穩壓輸出。

介紹

除主電源外，許多應用還需要低功耗電源。一個典型的例子是模擬前端放大器需要±5V，而主數字電路只需要+5V。出于成本、庫存管理或EMC的原因，單獨的-5V轉換器可能不合適。因此，需要另一種從主電源提供額外電源軌的方法。

作為此問題的解決方案，降壓型IC轉換器的開關動作可用于獲得一個或多個輸出，隔離或非隔離，準穩壓或非穩壓。輔助輸出電流為主輸出的10%至30%是完全可能的。本應用筆記將說明使用MAX5035 DC-DC轉換器的該技術。

降壓波形

回顧工作降壓轉換器中的波形，將確定可用于產生額外輸出的電壓和電流。請參閱下面的圖 1 和本文末尾的示例 1 波形。

圖1.MAX5035原理圖為降壓轉換器工作原理圖。

LX引腳處有一個幅度為開關電壓波形：

VLX = [VIN (max) to -V(diode)] < VLX < VIN(min) -V(diode)]

電源循環期間主電感器兩端的電壓（LX 連接到 Vin）是：

VIND = [VIN (max) - VOUT] < VIND < [VIN(min) - VOUT]

連續電感電流操作

當電源開關關閉時，LX連接處的電壓變為負值，打開二極管D1，以確保電感電流繼續循環。當電源循環開始時，D1中的環流降至零時，操作稱為連續（圖2）。

圖2.連續電感電流波形。TS = 切換周期;D = 占空比。

了解與關鍵元件相關的各種RMS電流和電壓后，功耗可以計算如下：

定義

RON_SW—數據手冊中內部電源開關的導通電阻（V在至 LX）

RLOAD — 連接在電源輸出端的有效電阻。

靜止—控制IC的靜態電流，無開關動作。 IDIODE_RMS—肖特基二極管（D1）正向有效值電流。

VFORWARD - 肖特基二極管 D1 在額定電流下的正向壓降。

ILOAD_RMS - RMS 負載電流。

輔助輸出

輔助輸出可以通過電感器上的附加繞組添加到主降壓端。額外的輸出依賴于主電感在“鎖位”肖特基二極管（圖1中的D1）導通期間的反激作用。由于二極管壓降相對恒定（300mV至500mV，通常取決于電流），并且由于控制器調節輸出電壓，因此電感的壓降在電源開關的關斷時間內也相對恒定。為使壓降保持一致，主電感應在整個主降壓負載范圍內連續導通。

LX引腳還可用于為分立電荷泵電路提供開關輸入。為了保持一致，每當需要額外輸出時，LX引腳必須處于活動狀態。您可以通過確保主降壓輸出支持最小負載來保持LX引腳處于活動狀態。

電感器選擇

設置主電感的值需要三個功能：電感兩端的電壓、工作頻率和電感的電流紋波。這些功能共同確保電感中存儲足夠的能量。電感的最小值由最大占空比和最小輸入電壓決定，由下式給出：

紋波電流是輸出電流的百分比，MAX30定義為5035%。請注意，紋波電流設置了不連續工作開始前的最小負載電流。由于輔助電源會增加電源開關的峰值電流要求，因此必須注意限制輔助電源的消耗。

對于許多應用，評估（EV）板的標準設置為100μH和68μF輸出濾波器值是合適的。這些值將保留用于額外供應。MAX5035具有固定的內部3類補償，對輸出電容的選擇提出了限制。選擇ESR，使零頻率出現在20kHz和40kHz之間。更多信息參見MAX5035數據資料的應用部分。

來自主電感變壓器的輔助輸出

在電源開關的關斷時間內，電感的壓降相對恒定，因為初級肖特基二極管的壓降相對恒定（300mV至500mV，通常取決于電流），并且控制器調節輸出電壓。連接次級整流器和電容器，以便在反激周期（二極管導通）期間發生導通，允許從主電感中抽取一些能量。圖3a和3b顯示了這種安排的兩個版本。輔助繞組與主降壓組隔離，可實現靈活的連接布置。圖3a顯示了折合到零伏的輔助輸出，圖3b顯示了折合到主正輸出的輔助輸出。另請參見示例2a和2b中的波形。

圖 3a.變壓器用作主電感器（輔助輸出以零伏為參考。T1 = 庫珀·布斯曼 DRQ125-101。（請注意繞組開始的 DOT 約定。

圖 3b.變壓器作為主電感（+ve輔助輸出參考主輸出）。T1 = 庫珀·布斯曼 DRQ125-101。（請注意繞組開始的 DOT 約定。

輔助輸出電壓由下式給出：

VAUX = N2/N1 (VOUT + VDIODE1) - VDIODE2

N1 = 初級匝數，N2 = 次級匝數。

圖3中的輸出與輸入電壓變化無關，因為當內部LX電源開關關閉時，D2為ON。應選擇電容C7，以便在電源開關的最大導通時間內支持輸出。次級輸出會受到2%至3%的輸出變化，因為D1的正向壓降隨溫度和負載電流而變化。由于變壓器的N1和N2彼此直流隔離，因此額外的輸出可以參考任何直流電壓。

對于給定的電感值，輔助輸出端的次級功率受主初級環路中不連續電流的限制。簡單地說，D1必須在反激期結束時保持傳導。在不連續工作開始時，通過D1的導通變為零，LX處的電壓將顯示特征衰減“環”，頻率由輸出電感和LX節點的總雜散電容決定。

當內部LX從開到關時，次級負載會導致轉換點的初級電流發生變化。圖 4 中所示的當前步驟由下式給出：

IXTRA = PSEC (D x VLX)
D = 占空比
PSEC= 次級電源
VLX= LX 處的峰值電壓偏移

原則上，匝數比的選擇有很大的靈活性。然而，在實踐中，具有合適電感和峰值電流值的標準1：1變壓器的可用性使其成為最受歡迎的匝數比選擇。

圖4.次級負載引起的初級電感電流。

注意額外的負載如何產生改變的初級紋波電流。粗線表示主電感電流形狀的簡化變化，并帶有有源輔助輸出。

這種方法的相對優勢

正或負輔助輸出

準穩壓輔助輸出

孤立;可參考接地或主正輸出

通過主降壓設置電感值

現成的磁性元件（1：1 變壓器比）

這種方法的相對缺點

初級紋波電流增加增加不連續電流的產生

輔助輸出所需的最小負載

主正輸出端所需的最小負載，以保持LX的開關動作

電荷泵的負輔助輸出

LX端電壓偏移可用作電荷泵的源，以產生未穩壓的輔助負輸出。附加輸出未穩壓，因為LX處的電壓未與V的變化隔離在.額外的電荷泵元件如圖5所示。另請參見示例3中的波形。

當電源開關在電源循環開始時閉合時，電流通過D7和R2流入C6，并開始在電感L1中斜坡上升。在D1導通的反激循環中，C7上的電荷轉移到C8和負載。R6是一個重要的補充，因為它限制了C7的峰值電流。如果沒有R6，將超過電源開關的電流限值，導致電源周期過早終止，甚至關斷受保護的降壓轉換器（如MAX5035）。參見圖 6。

圖5.電荷泵的輔助負輸出原理圖。

圖6.來自電感和電荷泵的電流波形。

由R6和C7引起的非穩壓電荷泵的源阻抗由下式給出：

通過識別非穩壓電荷泵的源阻抗，設計人員可以估算可變負載條件下的電荷泵輸出電壓。

開路電荷泵輔助輸出電壓大致由下式給出：

加載的電荷泵輔助輸出電壓由下式給出：

當電容值在1μF至10μF范圍內時，R1將主導源阻抗。輸出紋波幾乎完全由C8的ESR（圖4中的輸出電容）引起。由于電荷泵未穩壓，因此可以在輸出端連接線性穩壓器以提供穩壓負輸出。

這種方法的相對優勢

小型組件

成本低于 1：1 變壓器架構

這種方法的相對缺點

非穩壓輸出;如果輸入電壓范圍很寬，則輸出端可能需要一個額外的穩壓器。

高峰值電流，適用于適度的輔助負載電流（約 4 x IOUT_AVE)

僅負輔助輸出;輸出可以參考地或主穩壓輸出，前提是有足夠的電壓差為泵浦電容充電（圖7中的C5）。

輔助輸出所需的最小負載，以防止尖峰存儲過壓

主正輸出端所需的最小負載，以保持LX的開關動作

賽克輔助電源

通過使用第二個電感L2，可以從LX引腳獲得負輸出，L7與主降壓電感共享相同的內核，因此具有相同的值。圖 5 顯示了 C2、D6、C2 和 L4 如何形成 SEPIC 拓撲。另請參見示例1中的波形。LX處驅動正輸出降壓的開關信號與驅動負輸出的電平相同。在開關導通期間，L<> 兩端的電壓為 VLX， w外，在關閉期間為 V外+ VDIODE_1).通過變壓器作用（1：1），該電壓也施加在 L2 兩端并產生 -V外與 D2 和 C5。由于兩個繞組L1和L2的耦合不太完美，C5創建了SEPIC連接，并以非常適度的調節改善了正常反激式輔助輸出的調節。

選擇耦合電容C5是為了在其上產生低壓紋波，作為輔助負載電流占空比和時鐘周期的函數。