成本、尺寸、電阻和電流能力決定了大多數(shù)降壓型 DC-DC 開關(guān)轉(zhuǎn)換器的電感選擇。許多此類應(yīng)用指定了開關(guān)轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊或評估套件中顯示的電感值,但這些值通常特定于應(yīng)用或性能標(biāo)準(zhǔn)。例如,便攜式應(yīng)用程序?qū)⒊叽缱鳛橹饕紤]因素,因為可用的空間很小。以下討論使用MAX8646開關(guān)轉(zhuǎn)換器設(shè)計的評估板評估電感的效率、噪聲(輸出紋波)和瞬態(tài)響應(yīng)。
圖8646所示的MAX1評估板(EV kit)包括一個0.47μH電感,該電感具有良好的效率和對負(fù)載瞬變的快速響應(yīng)。較低的電感值進(jìn)一步改善瞬態(tài)響應(yīng),而較高的電感值以犧牲瞬態(tài)響應(yīng)為代價提供更好的效率。本文討論的替代電感(表1)的選擇是為了適合評估板電路板上的PCB尺寸,并且對電路進(jìn)行最小的(如果有的話)改動(如附錄所示)。
圖1.原理圖為MAX8646降壓型開關(guān)穩(wěn)壓器的評估板電路。
表 1.電感器評估
制造者 | 系列 | 電感(微小時) | 直流電阻 (毫歐電阻) | 額定電流 (A) |
尺寸 (毫米 x 毫米 x 毫米) |
東光? | FDV0620 | 0.2 | 4.5 | 16.2 | 6.7 x 7.4 x 2.0 |
0.47 | 8.3 | 11 | |||
1.0 | 18 | 7.7 | |||
FDV0630 | 0.47 | 4.6 | 16 | 7.0 x 7.7 x 3.0 | |
1 | 10 | 9.1 |
大小注意事項
表1中的兩個電感系列提供不同的磁芯尺寸。它們的占位面積相似,但 FDV0630 系列電感器高 1mm。更高的高度使銅線的長度越短 - 使用更大的線徑或更少的匝數(shù),或兩者兼而有之。
0.2μH及以下的電感效率較差,因此未考慮較小的值。值越小,峰值電流越高,峰值電流必須保持在MAX8646規(guī)定的最小限值以下,以避免失去穩(wěn)壓。另一方面,電感值大于1μH也不合適。對0.47μH和1μH值的評估使這些權(quán)衡更加清晰。請注意,較大的FDV0630系列電感與FV0620系列電感具有相同的值和尺寸,但具有更低的電阻和更高的額定電流。電感磁芯的尺寸、材料和磁導(dǎo)率的詳細(xì)比較超出了本文的討論范圍,但電感器制造商提供了許多關(guān)于這些主題的文章。
核心考慮因素
東光的FDV系列電感器具有鐵粉磁芯,具有良好的溫度穩(wěn)定性和比大多數(shù)其他磁芯更低的成本。其他選擇包括鉬坡莫合金粉末 (MPP) 環(huán)形線圈、Kool Mμ?(或高通量)環(huán)形線圈和間隙鐵氧體。MPP 通常是最昂貴的選擇,因為混合鎳粉、鐵粉和鉬的成本很高。Kool Mμ是一種較便宜的多粉芯。許多電源中的電位器、E和EI磁芯都是氣隙鐵氧體,可以根據(jù)需要進(jìn)行靈活性和修改,但成本更高。
績效評估和效率比較
圖1電路(圖2)中各種電感的效率比較表明,1μH電感在輸出電流小于2A時效率最高,而0.2μH電感在3A以下效率最低。與相同值電感器相比,與較大尺寸相關(guān)的較低DCR(FDV0630系列)在整個輸出電流范圍內(nèi)效率提高了0.5%至1%。
圖2.圖1電路中各種電感的效率與輸出電流的關(guān)系
對于FDV0系列的47.1μH和0620μH電感,請注意,在2A附近的效率曲線中存在交越。1μH電感在2A以下效率較高,但0.47μH電感在2A以上效率更高。1μH電感中較大的串聯(lián)電阻會導(dǎo)致這種效率差異。
開關(guān)波形的比較
在電感電流、電感電壓(引腳3至4)和輸出電壓紋波的典型波形中可以看到另一個性能權(quán)衡(圖14和圖16)。圖0620中使用的較小值FDV0-47.3μH電感產(chǎn)生較高的峰值電流。輸出電壓紋波略低于18mV峰峰值,但FDV630-1.0μH電感(圖4)產(chǎn)生的峰峰值略高于12mV。峰值電流對輸出電容和電源負(fù)載電流進(jìn)行充電。由于電容器的ESR可以看到更高的電流進(jìn)出,因此會產(chǎn)生更高的輸出電壓紋波。如有必要,可以通過替換更大的輸出值電容器來減小這種紋波。
圖3.圖1電路的波形采用3.3V輸入、1.8V輸出、3A負(fù)載電流和0.47μF電感(FDV0620系列)工作。CH1 = VLX, CH4 = ILX,CH2 = V外.(CH1是引腳14至16處的電壓,而不是電感兩端的電壓。
圖4.與圖3相同,但采用FDV1系列的0620μF電感。
負(fù)載瞬態(tài)比較
不同的電感器提供不同的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。(IC和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)也為這一響應(yīng)做出了貢獻(xiàn)。典型的開關(guān)穩(wěn)壓器包括內(nèi)部補(bǔ)償,通常指定允許的電感值范圍。MAX8646采用外部補(bǔ)償,設(shè)計更加靈活。
圖5和圖6顯示了圖1 FDV0620-0.47μH和FDV0620-1μH電感器的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng),這些電感器的負(fù)載階躍范圍為2A至5A,再返回2A。在圖6中,修改了外部補(bǔ)償以適應(yīng)1μH電感值。參考圖1,針對該調(diào)節(jié)條件更改了三個組件:C10 = 1000pF,R4 = 5.9kΩ和R6 = 316Ω。請注意,圖5中的輸出電壓過沖小于圖6中的輸出電壓過沖。對于FDV0620和FDV0630系列的相同值電感器,測量到響應(yīng)沒有差異。
圖5.從圖1電路獲得的負(fù)載瞬變工作在2A至5A輸出電流、1.8V輸出、3.3V輸入和0.47μH電感的FDV0620系列。CH4 = I外,CH2 = V外.
圖6.與圖5相同,但采用FDV1系列的0620μF電感。
操作理論
在介紹了所選電感器的測量結(jié)果之后,我們現(xiàn)在勾勒出其工作原理。下面的公式忽略了實際電感中的寄生特性,但它提供了對電感工作原理的良好理解。
高側(cè)MOSFET導(dǎo)通,并在電感器充電時間(tON)期間將電感器連接到輸入電源電壓。您可以用tON=ΔT代替dt,用(VIN-VOUT)代替V,然后在選擇電感器值后計算ΔI(用于di)。表2顯示了與本文中討論的電感器相關(guān)的ΔI值(基于圖1電路)。支持表2的其他圖1條件為VIN=3.3V、VOUT=1.8V和ΔT=D×T,其中D是占空比(VOUT/VIN),T是開關(guān)頻率的周期(1/fS)。
表 2.給定電感值的電感電流變化
電感器(微小時) | δi (A) |
0.47 | 1.74 |
1 | 0.818 |
di/dt 的中間值 (ΔI/ΔT) 等于 I外,因此峰值電流等于IOUT加上 ΔI/2。您可以看到,在相同的負(fù)載電流下,較小的電感值如何導(dǎo)致較高的峰值電流。
直流電阻
IC和電感器兩端的功率損耗可以從效率曲線中得出。選擇1A的輸出電流,參考圖2中的FDV0620-0.47μH,效率為92.5%。在1.8V或1.8W時,功率輸出為1A,因此功率輸入為1.8/0.925=1.946W。因此,總功率損耗為PIN-POUT=0.146W。損耗的主要來源是電感器DCR、MOSFET RDS(導(dǎo)通)和開關(guān)損耗。IOUT2×DCR等于電感器兩端的功率損耗。
FDV0620-0.47μH在1A輸出電流下的DCR功率損耗為8.3mW(見表3),占總損耗的5.7%。對于IOUT=4A、PIN=8.1W和POUT=7.2W(效率=POUT/PIN=88.9%),總損耗為PIN-POUT=0.9W,因此FDV0620-0.47μH在4A時的132.8mW的DCR功率損耗占總損耗的14.7%。IOUT2效應(yīng)在較高的輸出電流下導(dǎo)致較高的DCR損耗。
表 3.電感 DCR 導(dǎo)致的功率損耗
Series and Value |
PDCRLOSS at IOUT = 0.5A (mW) |
PDCRLOSS at IOUT = 1A (mW) |
PDCRLOSS at IOUT = 4A (mW) |
FDV0620-0.47μH | 2.1 | 8.3 | 132.8 |
FDV0630-0.47μH | 1.15 | 4.6 | 73.6 |
FDV0620-1μH | 4.5 | 18 | 288 |
FDV0630-1μH | 2.5 | 10 | 160 |
傳導(dǎo)損耗
傳導(dǎo)損耗是電感電流(I外)、占空比 (D) 和 DC-DC 轉(zhuǎn)換器開關(guān) RDS(ON):
PCONDM = ILX2 × RDS(ON) × D
高邊導(dǎo)通損耗:
對于1A輸出電流,PCOND= 12 × 0.022 × 1.8V/3.3V = 12mW。
對于 4A 輸出電流,PCOND= 42 × 0.033 × 1.8V/3.3V = 288mW。
低側(cè)導(dǎo)通損耗:
對于1A輸出電流,PCOND = 12 × 0.022 × (1 - 1.8V/3.3V) = 10mW.
對于 4A 輸出電流,PCOND= 42 × 0.033 × (1 - 1.8V/3.3V) = 240mW。
1A時使用的RDS(ON)值是典型的室溫測量值。然而,在較高的電流下,MOSFET在較高的溫度下工作。由于RDS(ON)應(yīng)針對較高的溫度進(jìn)行調(diào)整,因此我們在4A輸出電流下使用33mΩ。
開關(guān)損耗
開關(guān)損耗發(fā)生在開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷期間,也是電流對 MOSFET 柵極電容進(jìn)行充電和放電的結(jié)果。在導(dǎo)通和關(guān)斷期間的短時間間隔內(nèi),電壓很高,電流在電壓下降之前上升。以下公式近似于開關(guān)中的開關(guān)功率損耗:
PSW = ?V × IOUT × tSW × fSW
其中tSW是接通或關(guān)斷時間,而fSW是轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率。對于1A的輸出電流:
PSW = ? × 3.3V × 1A × 5ns × 1MHz = 8.24mW
在本例中,您無法輕松測量tSW,因為MAX8646開關(guān)是內(nèi)部的,并且它們在LX(引腳14到16)處共享一個公共連接。在停滯時間之前和之后,LX的上升和下降時間各約為5ns。
上面計算的功率損耗適用于開啟或關(guān)閉,但不是兩者兼而有之。因為西 南部在此示例中,LX 處的上升和下降值相同,您應(yīng)該將該數(shù)字乘以 4。如果MOSFET是外部的并且可以測量,那么您可以進(jìn)行單獨的計算,并獲得更準(zhǔn)確的結(jié)果。對于輸出電流為0A的47.1μH電感器,導(dǎo)通和關(guān)斷開關(guān)損耗約為32.96mW。
結(jié)論
為脈寬調(diào)制(PWM)、電壓模式開關(guān)穩(wěn)壓器選擇電感的權(quán)衡很容易確定。電感值越大,峰值電流越低,損耗越低,從而提高效率。較小的電感器通常效率較低,但它們對線路或負(fù)載的階躍變化提供更快的響應(yīng)。在其他類似電感器中,較大的磁芯尺寸可在相同的電感值下提供更低的DCR,從而能夠以更低的DCR損耗實現(xiàn)更好的動態(tài)性能。在任何情況下,在最終確定電路之前,都應(yīng)始終進(jìn)行臺架測試。
審核編輯:郭婷
-
轉(zhuǎn)換器
+關(guān)注
關(guān)注
27文章
8700瀏覽量
147122 -
電感器
+關(guān)注
關(guān)注
20文章
2330瀏覽量
70523 -
DC-DC
+關(guān)注
關(guān)注
30文章
1946瀏覽量
81624
發(fā)布評論請先 登錄
相關(guān)推薦
評論