在功率轉換器拓撲中，單晶體管正激轉換器是功率水平低于100瓦的最常見拓撲之一。本文介紹了該電路的改進，稱為“單晶體管、諧振復位、正激轉換器”，它消除了復位繞組和二極管（DTR).將討論此設計的其他幾個優點。

介紹

單晶體管諧振復位正激式轉換器通常用于功率水平低于 100 W 的 DC-DC 轉換器模塊。這些器件對于輸出電壓可調范圍廣的DC-DC轉換器也非常有用。然而，本文介紹了一種改進電路，稱為“單晶體管諧振復位正激式轉換器”。這種設計省去了復位繞組和一個二極管（DTR），并提供了幾個明顯的優勢。

該諧振復位轉換器的占空比可超過 50%，因此適用于在寬輸入電壓下工作并提供廣泛變化輸出的低成本 DC-DC 轉換器。沒有復位繞組通過簡化變壓器來降低成本，特別是對于廣泛用于高密度DC-DC轉換器模塊的平面變壓器。最后，諧振復位電路的正弦復位電壓可降低EMI。

傳統的單開關正激式轉換器設計

為了正確理解諧振復位拓撲，我們必須首先了解傳統的單開關正激轉換器（圖1a）。當開關Q1導通時，變壓器電流從零上升，二極管D上升TR，是反向偏置的。變壓器磁化電流累積至值IM= V在T上/LM，其中 T上是每個開關周期的導通時間，LM是磁化電流。

圖 1a.傳統的單晶體管正激式轉換器。

在開關導通期間，負載電流，IO，反映在主 IP= IONS/NP，其中 NS是次級匝數和 NP是主匝數。輸出電壓為 VO= V在DNS/NP，其中 D = T上/TS和 1/TS是開關頻率。變壓器初級端在關斷前的磁化電流為V在T上/LM.當Q1關斷時，變壓器電壓趨于反轉。D上的電壓TR陰極不斷增加，直到DTR打開。

對于典型應用，NP/NR匝數比為 1，其中 NR是初級復位繞組中的匝數。變壓器磁化電流現在從IM歸零。當達到零時，變壓器完全復位，變壓器兩端的電壓保持為零，直到下一個開關周期開始。最大占空比，D.MAX，在這些應用中限制為 50%。

諧振復位正激式轉換器設計

單開關諧振復位正激式轉換器的特點是沒有復位繞組（圖 1b）。在關斷期間，變壓器通過諧振電路復位（無損耗），諧振電路包括：磁化電感;以及開關、初級繞組和所有反射次級電容（包括整流二極管電容）的組合電容。

圖 1b.單開關、諧振復位正激式轉換器。

操作說明

對于此電路分析，進行了以下假設：

電路已達到穩態運行。

LO和 CO（相當大）可以被認為是無限的。

漏感被忽略不計。

二極管和開關電阻引起的壓降被忽略不計。

電路的穩態操作包括每個開關周期中的三個間隔：

間隔 1

最初，t = 0，Q1為ON（圖2a）。變壓器在開關導通期間通過斜坡電流磁化。次級電流流過次級二極管 DR和電容兩端的電壓，CD，大約為零。CD包括內部二極管電容和在D兩端添加的外部電容R.初級磁化電流的值為 I1在這個間隔開始時，我2在間隔結束時。

初級電流是反射電流的總和，IO（NS/NP），和初級磁化電流。

圖 2a.從圖1b中，Q1上的電壓和間隔1期間的初級勵磁電流波形（未按比例）的等效電路。

間隔 2

當開關關閉時，開關漏源電壓開始上升（圖 2b）。當該電壓超過V時在，次級二極管，DR，關閉和續流二極管，DF，打開。正弦退磁電流開始流過由變壓器勵磁電感L并聯組合形成的諧振電路M和電容 CR，反映在變壓器初級端。該電容，CR，是初級端所有電容的總和，包括反射二極管電容CD:

其中 CS是初級開關電容和CT是變壓器的初級電容。CD是二極管C兩端的外部電容D（二極管電容 << CD).間隔 2 在 T 末尾結束上* uR，其中 TR是共振間隔的一半。

外部電容，CR，在此間隔內從零充電到峰值

，然后放電回零。磁化電流，I1，因此在區間結束時應等于 -I2.在此間隔結束時，主開關上的電壓為 V在，但開關上的電壓在間隔的一半達到

峰值。

圖 2b.從圖1b中，Q1上的電壓和間隔2期間的初級勵磁電流波形的等效電路（未按比例）。

間隔 3

在此間隔內，二極管 DR和 DF都打開;主開關關閉（圖2c）。變壓器兩端的電壓為零，間隔結束時的勵磁電流等于-I2.這樣就結束了開關周期。由于電路處于穩態，電流I1因此等于 -I2.替換 I1在公式1中，我們看到每個開關周期開始時的初級磁化電流為：

在間隔3期間，主開關電壓保持在VIN。請注意，在TS的末尾，I2≠I1是可能的，如果

在這種情況下，在下一個開關周期開始之前，諧振的整個半周期尚未完成。因此，主開關兩端的電壓在每個開關周期開始時超過VIN。這種情況會增加開關損耗。

圖 2c.從圖1b中，Q1上的電壓和間隔3期間的初級磁化電流波形（未按比例）的等效電路。

瞬態操作

初級開關和次級輸出二極管上的瞬態應力可能會有很大差異，具體取決于應用中使用的控制器類型。如果設計不是最佳的，瞬變會導致初級開關或次級二極管發生故障。

考慮使用電流模式PWM控制器工作。最初，電源在空載和高線路電壓下工作。施加負載瞬態（最小負載到滿負載），這導致立即占空比階躍到最大占空比。反過來，該事件會導致變壓器的磁化電流大幅增加，并且可能會使變壓器飽和，除非其設計考慮到這種瞬變。諧振復位電壓遠高于穩態操作期間的電壓，并可能導致正向二極管或初級開關發生故障。

為了解決這個問題，我們引入了伏特微秒鉗位。考慮上述控制器的最大占空比箝位與輸入電壓成反比。這種布置限制了瞬態期間沿變壓器BH回路的最大磁通偏移，從而允許使用較小的變壓器。正向二極管和初級開關上的瞬態電壓應力明顯較小，但仍高于穩態工作期間。

現在考慮這種轉換器類型在非常輕的負載下的操作，并使用二極管進行整流。在這種操作模式下，磁化電流非常接近于零，并且占空比較低。如果我們現在應用負載瞬態（從空載到滿載），占空比立即增加到自適應占空比箝位所允許的最大值。在施加瞬態之前，磁化電流為零。高線電壓下的瞬態峰值占空比為

其中，VINMIN是低線輸入電壓，DMAX（TR）是由自適應占空比箝位器設置的低線電壓下的最大占空比，VINMIN是高線電壓下輸入電壓。當瞬態發生時，磁化電流從0增加到瞬態后的第一個開關導通周期

這里LM是初級磁化電感，?SW是開關頻率。開關斷開后，磁化電流以正弦方式反向，由磁化電感LM和電容CR設定。開關上的峰值電壓為：

對于滿載和高線路電壓下的穩態操作，開關上的峰值穩態電壓為：

其中DMAX（S）是滿負載和低線下的穩態占空比。在實際應用中，我們試圖將DMAX（TR）設置得略高于DMAX（S）。我們還看到二極管DF上的峰值瞬態反向電壓是使用這種類型的PWM控制器的峰值穩態反向電壓的兩倍多。對于沒有伏-微秒箝位的PWM控制器，瞬態電壓可能會更高。

如果電路包括同步整流器，電感電流不會變得不連續，輕負載和滿負載時的磁化電流幾乎相同。對于具有伏微秒箝位的PWM電流模式控制器，初級開關和次級二極管上的瞬態電壓應力DF，更接近峰值穩態電壓應力。

電壓模式控制器的行為類似于電流模式PWM控制器的行為。同樣，使用自適應伏微秒鉗位可以減輕應力。這些轉換器類型通常包括占空比軟啟動，可提高占空比，從而控制磁化能量的任何積聚，同時減輕電壓應力。

設計示例

圖3所示的工作電源接受36V至56V范圍內的直流輸入電壓，并產生4V至18V隔離的可變輸出電壓，由可調外部基準控制。最大輸出電流為0.4A，開關頻率?西 南部，為 500kHz。

圖3.諧振復位正激式轉換器，輸入范圍為地至 -48V外（36V 至 56V），輸出范圍 4V 至 18V。

諧振復位正激式轉換器最適合這種設計，因為它可以讓我們最大化占空比。如果要在低至4V的高電平范圍內正確控制輸出電壓，則這種能力是必要的。否則，PWM控制器的最小導通時間是一個限制，可能會帶來問題。應包括同步整流器，以最大限度地提高效率，并使PWM控制器能夠在輕負載時將輸出電壓控制至4V。所示的電流模式PWM控制器還包括一個自適應電壓微秒箝位。

自適應占空比箝位

由于電源必須打開并在 36V 時提供全功率，因此我們將其導通點設置為 34.2V。該導通電壓包括 5% 的裕量，用于補償元件容差。然后，我們將對應于導通點（由自適應占空比設置）的最大占空比設置為75%。這種方法留出了25%的開關時間，用于在轉換器的最低工作電壓下復位變壓器。

初級 MOSFET 額定電壓

在最低工作電壓下，變壓器的最大可用復位時間為：

其中 DMAX= 0.75 和 ?SW = 5 x 105.這些值產生0.5μs的復位時間。為了最小化開關損耗，磁化電流應完成一個正弦“諧振鈴”的半周期，如公式4所示。因此，

初級開關上的峰值穩態電壓應力（通過代入公式7中的值獲得）為208.6V。因此，對于此設計，我們選擇額定電壓為250V的開關。

變壓器設計

變壓器的初級與次級匝數比為 n：

我們選擇EFD15磁芯為3F3材料的變壓器，通過代入公式1中的值得到n<35.9。實際初級匝數 （30） 和次級匝數 （24） 的匝數比為 1.25。該變壓器使用未連接磁芯纏繞，其磁化電感為702μH±25%。磁化電感的容差可能會在變壓器的自諧振頻率中產生+11%/-13.4%的容差，而不考慮實際電路中初級端出現的總電容容差。測得的采樣變壓器自諧振頻率低于1MHz。

我們必須保證實際電路的消磁自諧振頻率高于?SW/（1 - D.MAX).因此，我們對磁芯留有間隙，既可以降低變壓器測量的自諧振頻率，又可以減少磁化電感的變化。使用帶 A 的間隙內核110% 的容差產生 144μH 的電感。

新變壓器樣品測得的自諧振頻率為4MHz;根據自諧振頻率表達式計算的變壓器電容為11pF。根據可用的復位時間，最大允許初級電容為176pF。后一個值允許開關電容和反射二極管電容之和最大為165pF，CR.由于MOSFET電容不容易確定，因此我們必須構建電路并調整同步MOSFET兩端的附加電容值，QR，以獲得適當的復位時間。在實際電源中，MOSFET Q 兩端增加的電容R為 100pF。

輸出電感器和電容器

選擇輸出電感和電容是為了優化效率并確保符合輸出紋波規格。因此，電感值為47μH，而CO由并聯三個陶瓷電容器組成，每個電容器的額定電壓為 4.7μF 和 25V。

初級場效應管

對于初級MOSFET，Q1（額定電壓為250V），我們選擇仙童的FQD4N25，因為它固有電容低，導通電阻低。該 MOSFET 還最大限度地降低了柵極驅動損耗、傳導損耗和開關損耗。

同步整流功率場效應晶體管

同步整流器上的峰值應力，QR是：

其中na是電力變壓器的實際一次與二次匝數比。在這種情況下，na為1.25，VQR的計算值為122V。因此，我們選擇150V MOSFET作為QR。續流MOSFET上的峰值電壓應力QF為：

其中 n一個為 1.25 和 VINMAX為 56V。計算值為44.8V，因此對于QF我們選擇額定電壓為 60V 的 MOSFET。 （控制電路和同步 MOSFET 驅動器如原理圖所示，但不再進一步討論。

實驗結果

圖4、圖5和圖6顯示了圖3的初級MOSFET在不同輸入電壓和各種輸出電壓下以及輸出負載為400mA時的電壓波形。漏極電壓波形清楚地表明，諧振復位電壓不隨線路電壓變化，而是與輸出電壓成正比。初級MOSFET上的峰值電壓等于輸入電壓加上諧振復位電壓。

圖4.從圖 3 中，VDS在 Q14 上，輸入為 48V直流，輸出電壓為 4V （a） 和 8V （b）。

圖5.從圖 3 中，VDS在 Q14 上，輸入為 48V直流，輸出電壓為 12V （a） 和 18V （b）。

圖6.從圖3可以看出，輸出電壓為18V，V。DS在 Q14 上，輸入為 36V直流（a） 和 56V直流（二）。

結論

諧振復位正激式轉換器非常適合采用寬范圍直流電壓輸入工作的電源。它們也適用于需要寬范圍可調輸出電壓的應用。在設計諧振復位正激式轉換器時，應將器件上的瞬態電壓應力降至最低;使用同步整流可降低功率半導體上的瞬態電壓應力。為了獲得最佳性能，您還應該選擇合適的控制器。

審核編輯：郭婷