本應用筆記介紹如何使用MAX17597和MAX17498B/C峰值電流模式控制器設計升壓轉換器。升壓轉換器可在非連續導通模式 （DCM） 或連續導通模式 （CCM） 下工作。工作模式會影響組件選擇、功率器件中的應力水平和控制器設計。給出了用于計算組件值和額定值的公式。

升壓轉換器

典型的升壓轉換器電路原理圖分別圍繞MAX17597和MAX17498B/MAX17498C峰值電流模式控制器構建，如圖1和圖2所示。輸入電容器 C1 和 C2，電感器 L在MOSFET N1（MAX17498B/C內部）、二極管D1和輸出電容C8構成功率轉換的主要元件。C3 決定軟啟動持續時間。C4 解耦 V.DRV或 V抄送輸出電壓（由內部穩壓器設定為 4.9V）。R1對斜率補償進行編程，這對于在峰值電流控制方案中提供內部穩定性是必要的。R2和R3構成輸出電壓反饋的分壓器。網絡R4、C5、C6構成閉環補償網絡。電阻網絡R5、R6、R7設置輸入使能和過壓門限電平。R8設置MAX17597的開關頻率。MAX17498B的開關頻率為500kHz，MAX17498C的開關頻率為250kHz。R.CS檢測 MOSFET N1 中 MAX17597 和 R 中的電流.csMAX0B/C和濾波器元件R5和C17498為檢測電流信號提供前沿濾波，MAX9B/C不需要。林是MAX17498B/C所需的限流電阻。好和 C裁判PGOOD信號和基準電壓分別需要元件。

圖1.MAX17597的典型應用電路

圖2.MAX17498B/C的典型應用電路

DCM 加速

在DCM升壓轉換器中，電感電流在每個開關周期內恢復為零。主開關導通期間存儲的能量（MAX1為MOSFET N17597）在開關周期內完全耗盡。

電感器選擇

設計過程從計算升壓轉換器的輸入電感（L在），使其在所有工作輸入電壓和負載電流條件下均在 DCM 中運行。維持DCM操作所需的臨界電感計算如下：

LIN ≤ [((VOUT - VINMIN) × VINMIN2) × η]/(2 × IOUT × VOUT2 × fSW) henry

其中VINMIN為最小輸入電壓，VOUT為所需輸出電壓，IOUT為負載電流規格，fSW為MAX17597選擇開關頻率，fSW為MAX17498C選擇開關頻率，fSW = 250kHz為MAX17498B選擇開關頻率。根據規格，η的預期效率在 70% 到 95% 的范圍內。實際LIN的選擇應考慮公差和飽和效應。

峰值電流限制

為了設置電流限值，電感中的峰值電流可以計算為：

單位：安培

以 MOSFET N1 為單位的電流限制值設置為：

ILIM = IPK × 1.2 in amperes

對于MAX17597，檢流電阻（R.CS），連接在 MOSFET N1 和 PGND 的源極之間，設置峰值電流限值。限流比較器具有電壓跳變電平 （VCS-峰值） 的 300mV。使用以下公式計算最大值RCS:

R.CS= （300mV/I林)Ω

對于MAX17498B/C，RLIM設置電流限制值，其最小值為：

RLIM = ILIM × 50 kΩ（注意，MAX17498B/C的最壞情況ILIM為1.62A）

輸出電容器選擇

輸出電容（C8）的計算公式如下：

COUT = 1/2 × (ISTEP × TRESPONSE)/ΔVOUT in farads

其中TRESPONSE = (0.33/FC + 1/FSW)是控制器的響應時間。

我步是升壓轉換器輸出端的預期負載階躍，ΔV外是預期負載階躍的允許輸出電壓偏差，fC是目標閉環交越頻率。fC選擇開關頻率 f 的 1/10 量級西 南部.對于升壓轉換器，輸出電容在主開關導通時提供負載電流，因此輸出電壓紋波是占空比和負載電流的函數。使用以下公式計算穩態輸出電壓紋波：

ΔVOUT = (IOUT × LIN × IPK)/(VINMIN × COUT) in volts

輸入電容選擇

所需的最小輸入陶瓷電容器（C2）可以根據輸入直流總線上允許的紋波計算得出。

CIN = IPK/(ΔVIN × FSW× 8)

其中 ΔV在是輸入直流母線上允許的紋波電壓。

實際上，提供電解電容器（C1）來去耦輸入電纜形成的任何源極電感。電解電容器C1也可以用作儲能元件，可以在輸入電源發生故障時供電。

電容器值隨溫度和施加電壓而變化。請參閱電容器數據手冊，選擇能夠保證所需 C 的電容器在和 C外整個工作范圍內的值。使用基于溫度范圍和施加電壓的最差情況下的電容降額值進行進一步計算。

誤差放大器補償設計

誤差放大器的環路補償值計算如下（對于R4、C5和C6）：

其中

mS為編程斜率（MAX50的默認最小斜率= 17597mV/μs，MAX60B/C為17498mV/μs），mP= V英明/L × R.CS（R.csMAX0B/C時為5.17498Ω）。

C5 = 1/(2π × fP × R4)

C6 = 1/(π × fSW × R4)

斜率補償

理論上，DCM升壓轉換器不需要斜率補償即可穩定運行。實際上，轉換器需要最小的斜率，以便在非常輕的負載下具有良好的抗噪性。MAX17597的最小斜率通過允許SLOPE引腳浮動來設置。當SLOPE引腳懸空時，MAX50的最小斜率補償斜坡設置為17597mV/μs，MAX60B/C的最小斜率補償斜坡設置為17498mV/μs。

輸出二極管選擇

理想情況下，升壓轉換器的輸出二極管（圖1的D1）的額定電壓等于輸出電壓。實際上，電路布局和元件中的寄生電感和電容在二極管關斷轉換期間相互作用產生電壓過沖，這發生在主開關Q1導通時。因此，二極管額定電壓的選擇應具有必要的裕量，以適應額外的電壓應力。額定電壓為 1.3 × V外在大多數情況下提供必要的設計裕量。

選擇輸出二極管的額定電流是為了最大限度地降低元件中的功率損耗。平均功率損耗由正向壓降和平均二極管電流的乘積給出。最小化二極管峰值電流水平（IPK） 在元件中提供最小的耗散。選擇在I處具有最小壓降的二極管PK.選擇恢復時間小于50ns的快速恢復二極管或低結電容的肖特基二極管。

場效應管有效值電流計算

理想情況下，MOSFET N1 上的電壓應力等于輸出電壓和輸出二極管正向壓降之和。實際上，由于N1關斷期間電路寄生元件的作用，會發生電壓過沖和振鈴。MOSFET 額定電壓的選擇應具有必要的裕量，以適應這種額外的電壓應力。額定電壓為 1.3 × V外在大多數實際情況下提供必要的設計裕量。MOSFET 中的 RMS 電流可用于估算導通損耗，公式為：

其中IPK是在最低工作輸入電壓VINMIN下計算的峰值電流。

MAX17498B/C具有內部MOSFET，內部MOSFET的RMS電流可以使用上述公式計算。

CCM 加速

在CCM升壓轉換器中，電感電流在一個開關周期內不會恢復到零。由于MAX17597和MAX17498B/C采用異步升壓轉換器，當負載電流低于臨界值時，電感電流將進入DCM工作，相當于電感電流峰峰值紋波的一半。

電感器選擇

CCM升壓的設計過程從計算升壓轉換器的輸入電感開始于最小輸入電壓。電感紋波電流 （LIR） 可在最大輸入電流的 30% 至 60% 之間進行選擇。

LIN = (VINMIN × DMAX × (1 - DMAX))/(LIR × IOUT × FSW)

其中 LIR 是所選的電感紋波比（以每單位表示），D.MAX，占空比計算公式為：

DMAX = (VOUT + VD - VINMIN)/(VOUT + VD)

VD是升壓轉換器輸出二極管在最大輸出電流下的壓降。

峰值/有效值電流計算

為了設置電流限值，電感器和MOSFET中的峰值電流可以計算如下：

IPK = [(VOUT × DMAX × (1 - DMAX))/(LIN × FSW) + (IOUT/(1 - DMAX))] for DMAX < 0.5

對于 DMAX ≥ 0.5

以 MOSFET N1 為單位的電流限制值設置為：

ILIM = IPK × 1.2

對于MAX17597，連接在MOSFET N1和PGND源極之間的檢流電阻（RCS）設置峰值電流限值。限流比較器的電壓跳變電平（VCS-PEAK）為300mV。使用以下公式計算 RCS 的最大值：

RCS = (300mV/ILIM)Ω

對于MAX17498B/C，RLIM設置限流值，最小值為：

RLIM = ILIM ×50 in kΩ （注意，MAX17498B/C的最差情況ILIM為1.62A。

輸出電容器選擇

輸出電容的計算公式如下：

COUT = 1/2 [(ISTEP × TRESPONSE)/ΔVOUT]

TRESPONSE =(0.33/FC) + (1/FSW)

我在哪里步是負載步長，t響應是控制器的響應時間，ΔV外是允許的輸出電壓偏差，并且fC是目標閉環交越頻率。fC在 1/10 到 1/5 RHP 零范圍內選擇。

fRHP,Zero = (VOUT × (1 - DMAX)2)/(IOUT × 2 × π × LIN)

對于升壓轉換器，輸出電容在主開關導通時提供負載電流，因此輸出電壓紋波是占空比和負載電流的函數。使用以下公式計算輸出電容穩態紋波電壓：

ΔVCOUT = (IOUT × DMAX)/(COUT × FSW)

輸入電容選擇

所需的最小輸入陶瓷電容器（C2）可以根據輸入直流總線上允許的紋波計算得出。

CIN = [(LIR × IOUT)/(8 × ΔVIN × fSW × (1 - DMAX)]

其中 ΔV在是輸入直流總線上允許的紋波電壓。

實際上，提供了一個電解電容（圖1的C1）來去耦輸入電纜形成的任何源極電感。電解電容器C1也可以用作儲能元件，可以在輸入電源發生故障時供電。

電容器值隨溫度和施加電壓而變化。請參閱電容器數據手冊，選擇能夠保證所需 C 的電容器在和 Cout整個工作范圍內的值。根據溫度范圍和施加的電壓，使用最壞情況下的電容降額值進行進一步計算。

誤差放大器補償設計

誤差放大器的環路補償值現在可以計算為（R4、C5和C6）：

R4 = (182 × VOUT2 × COUT × (1 - DMIN) × RCS)/(IOUT × LIN) for MAX17597

R4 = (46 × VOUT2 × COUT × (1 - DMIN))/(IOUT × LIN) for MAX17498B/C

其中DMIN 是最高工作輸入電壓下的占空比，由以下表達式給出。

DMIN = (VOUT + VD - VINMAX)/(VOUT + VD)

C5 = (VOUT × COUT)/(2 × IOUT × R4)

C6 = 1/(π × FSW × R4)

斜率補償斜坡

在占空比大于50%時穩定轉換器所需的斜率可以計算如下：

Se = ((0.82 × (VOUT - VINMIN) × RCS)/LIN)V/μs

Rcs = 0.5Ω for MAX1498B/C

其中 L在請參考MAX17597或MAX1498B/C數據資料，設置所需斜率S 的R1值e.

輸出二極管選擇

輸出二極管選擇的設計過程與DCM升壓部分概述的步驟相同。

場效應管有效值電流計算

理想情況下，MOSFET 上的電壓應力等于輸出電壓和輸出二極管正向壓降之和。實際上，電壓過沖和振鈴是由于關斷過渡期間電路寄生元件的作用而發生的。MOSFET 額定電壓的選擇應具有必要的裕量，以適應這種額外的電壓應力。額定電壓為 1.3 × V外在大多數情況下提供必要的設計裕量。MOSFET 中的 RMS 電流可用于估算導通損耗，公式為：

IMOSFETRMS = (IOUT × √DMAX)/(1 - DMAX)

其中 D.MAX是最低工作輸入電壓下的占空比，Iout是最大負載電流。MAX17498B/C具有內部MOSFET，內部MOSFET的RMS電流可以使用上述公式計算。

反饋電位分壓器（DCM 和 CCM 設計的常用方法）

圖2的R3和R1構成輸出電壓反饋網絡。選擇 R2 = 10kΩ。根據 R2，計算 R3 為：

R3= R2× （V外/1.21 - 1）kΩ

請參考MAX17597或MAX1498B/C數據資料，對軟啟動持續時間、EN/UVLO和OVI分壓器和開關頻率進行編程。

審核編輯：郭婷