本應用筆記詳細介紹了MAX16833高壓高亮度LED驅動器的分步設計過程。這個過程可以加快原型制作速度，并增加一次性成功的機會。給出了一個典型的設計方案，以及基于設計約束的計算示例。討論了組件選擇的權衡。包括一個電子表格計算器，以幫助計算外部組件值。本應用筆記重點介紹升壓轉換器拓撲結構。但是，只要理解基本方程，相同的過程就可以應用于其他拓撲。

介紹

本應用筆記是系列筆記中的第一篇，詳細介紹了MAX16833高壓高亮度LED驅動器的分步設計過程，以加快原型設計速度，增加一次通過成功的機會。MAX16833為峰值電流模式控制的LED驅動器，能夠以幾種不同的架構驅動LED串：升壓、降壓-升壓、SEPIC、反激式和高邊降壓拓撲。

MAX16833具有多種特性：調光驅動器設計用于驅動外部p溝道MOSFET，極快的PWM電流切換至LED，無瞬態過壓或欠壓，模擬調光，100kHz至1MHz之間的可編程開關頻率，以及用于頻率抖動的斜坡輸出或電壓基準，用于精確設置LED電流，只需很少的外部元件。

對于第 1 部分的設計示例，7 LED 燈串以 1A 的恒定電流驅動。假設每個LED的典型正向壓降為3V，動態電阻為0.2Ω。還假設LED驅動器電路直接由汽車電池供電，其典型電壓為12V，但可以在6V至16V之間變化。由于LED燈串電壓始終大于輸入電壓，因此選擇升壓配置。

圖1.典型工作電路。

電感器選擇（升壓）

為了選擇合適的電感值，必須計算最大占空比：

（公式1）

其中VLED是以伏特為單位的LED串的正向電壓，VD是整流二極管的正向壓降（約0.6V），VIMIN是以伏特為單位的最小輸入電源電壓，VFET是以伏特為單位的開關MOSFET導通時的平均漏源電壓（最初假設為0.2V）。

最大占空比和LED電流決定了平均電感電流。

（公式2）

峰值電感電流定義如下：

（公式3）

其中 ΔIL是以安培為單位的峰峰值電感電流紋波。

最后，可以計算出最小電感值：

（公式4）

下面是基于引言中概述的設計問題的數值示例。選擇電感電流紋波為50%。較低的紋波電流需要更大（通常更昂貴）的電感。更高的紋波電流需要更多的斜率補償和更大的輸入電容。

確定最小電感值后，必須選擇接近L的實際電感值最低盡可能不下水。使用所選電感值重新計算峰值電感電流和紋波。這些數字對于以后的其他計算是必需的。

確保所選電感的額定電流高于ILP.通常，電感峰值電流使用20%裕量。

輸入電容選擇

在升壓轉換器中，輸入電流是連續的，因此RMS紋波電流很低。大容量電容和ESR都會影響輸入紋波。假設大容量電容和ESR的紋波貢獻相等，如果鋁電解電容和陶瓷電容并聯使用。如果僅使用陶瓷電容器，則大部分輸入紋波來自大容量電容（因為陶瓷電容器具有非常低的ESR）。使用以下公式計算最小輸入大容量電容和最大ESR：

（公式12）

其中 ΔVQ_IN是電容放電引起的輸入紋波部分。

（公式13）

其中 ΔVESR_IN是ESR引起的輸入紋波。

假設可以容忍最大120mV的輸入紋波（V的2%）英明).此外，假設該輸入紋波的95%來自大容量電容。如果實際組件不容易獲得計算值，則可能需要重新考慮此假設。根據規定的設計規格，輸入電容的計算方法如下：

并聯使用兩個 4.7μF 電容器，以實現 8.5μF 的最小大容量電容。確保所選電容器在工作電壓下滿足最小大容量電容要求（電容會隨著陶瓷電容器電壓的變化而大幅降低）。

輸出電容器選擇

輸出電容器的目的是在開關 MOSFET 導通時減小 LED 的輸出紋波和源電流。大容量電容和ESR都會影響總輸出電壓紋波。如果使用陶瓷電容器，大部分紋波來自大容量電容。使用公式16計算所需的大容量電容：

（公式16）

其中 ΔVQ_OUT是電容器放電引起的輸出紋波部分。

剩余紋波，ΔVESR_OUT，來自輸出電容ESR，其計算公式如下：

（公式17）

要確定允許的總輸出紋波，請將允許的LED電流紋波乘以LED串的動態阻抗。LED的動態阻抗定義為工作LED電流下的ΔV/ΔI，可通過LED數據手冊中的I-V曲線確定。如果LED數據手冊中未提供I-V曲線，則必須手動測量。

并聯使用多個陶瓷電容器，以降低大容量輸出電容的有效ESR和ESL。

在PWM調光期間，陶瓷輸出電容可能會產生一些可聞噪聲。為了降低這種噪聲，將電解電容器或鉭電容器與陶瓷電容器結合使用，以提供所需的大部分大容量電容。也可以使用低噪聲陶瓷電容器。1

假設最大 LED 電流紋波為 0.1 × I發光二極管.此外，假設所選LED的動態阻抗為0.2Ω（1個LED串的總阻抗為4.7Ω）。然后按如下方式計算總輸出電壓紋波：

假設大容量電容的紋波貢獻為95%，輸出電容的計算公式如下：

	（公式19）
	（公式20）

并聯使用四個 4.7μF 電容器，以實現 18.3μF 的最小輸出電容。 確保所選電容器在工作電壓下滿足最小大容量電容要求（電容會隨著陶瓷電容器電壓的變化而大幅降低）。

過壓保護

如果 LED 開路，轉換器會嘗試增加輸出電壓以達到所需的 LED 電流。這意味著輸出電壓可能接近不安全的水平。提供OVP輸入以檢測過壓情況并限制輸出電壓。如果 V過壓保護超過1.23V，NDRV強制低電平，直到V過壓保護放電至1.16V。

（公式21）

對于此設計示例，假設 VOV42V是可以接受的。選擇 ROVP2為10kΩ，則

（公式22）

電流檢測

MAX16833為電流模式控制的LED驅動器，這意味著電感電流和LED電流的信息被反饋到環路中。

LED 電流感應

LED 電流由串聯高邊檢流電阻器或施加到 ICTRL 輸入端的電壓進行設置。

如果 VICTRL> 1.23V，內部基準調節R兩端的電壓CS_LED（五愛森+， w愛森-） 至 200mV。因此，檢流電阻RCS_LED設置 LED 電流。

（公式23）

如果 VICTRL<1.23V，則LED電流由RCS_LED和 VICTRL.這允許LED通過模擬電壓調暗。

（公式24）

請注意，當 VICTRL= 1.23V，兩個方程相同。

RCS_LED還用于檢測 LED 串上的短路。如果 ISENSE+ 和 ISENSE- 兩端的電壓超過 300mV，持續 ≥ 1μs，則 IC 內的短路保護激活。

開關 FET 電流檢測和斜率補償

當占空比大于50%時，負載瞬態會導致次諧波振蕩和環路不穩定，而無需斜率補償。為了保持環路穩定，添加一個電阻（R南卡羅來納州從CS到開關MOSFET的源極）。MAX16833內部有一個電流源，通過R供電電流南卡羅來納州創建電壓 V南卡羅來納州.該電壓與R兩端的電壓相加CS_FET并將結果與參考進行比較。

保持穩定性所需的最小斜率補償電壓為：

FET 檢流電阻，RCS_FET，具有開關MOSFET電流和斜率補償電流流過它。

圖2.斜率補償。

斜率補償電壓定義如下：

（公式27）

為了計算最小必要的斜率補償電壓，假設最小電源電壓和最小電感值：

	（公式28）
	（公式29）

因此：

（公式30）

包括系數 1.5 以提供足夠的保證金。

（公式31）

一旦 RCS_FET已經確定，R南卡羅來納州可以按如下方式計算：

（公式32）

根據規定的設計規格，斜率補償和檢流電阻的計算方法如下：

最接近的標準電阻值為68mΩ。

（公式35）

誤差放大器補償

在升壓配置中，開關轉換器具有右半平面（RHP）零點，導致環路不穩定。環路補償的目標是確保環路增益>180dB（和足夠的相位裕量）的相移小于0°。通過增加左半平面 （LHP） 極點，環路增益可在大約 0/1 f 時滾降至 5dB中聯并且可以避免RHP零點引起的不穩定。誤差放大器必須進行補償，以確保在所有預期的工作條件下變化下的環路穩定性。最壞情況下的 RHP 零頻率計算如下：

（公式36）

開關轉換器的輸出端還有一個極點。輸出極點，fP2，可以按如下方式計算：

（公式37）

其中COUT 是上面計算的大容量輸出電容和R外是有效輸出阻抗。

（公式38）

其中RLED是 LED 串在工作電流下的動態阻抗，單位為歐姆。

環路通過添加串聯電阻器和電容器（R比較和 C比較） 從 COMP 到 SGND。R比較設置交越頻率和C比較設置積分器零頻率。為獲得最佳性能，請使用以下公式：

	（公式39）
	（公式40）

以下設計示例：

	（公式41）
	（公式42）
	（公式43）
	（公式44）
	（公式45）

脈寬調制調光

雖然模擬調光可以通過在0V和1.23V之間掃描ICTRL上的電壓來控制，但有時需要在不改變LED電流的情況下調暗LED。MAX16833允許PWM調光，具有PWMDIM輸入和%-overbar_pre%DIMOUT%-overbar_post%輸出。

MAX16833設計用于驅動高邊p溝道MOSFET。通過使用高邊p溝道MOSFET而不是低邊n溝道MOSFET進行調光，MAX16833板與LED的連接更少。圖3所示為MAX16833通用方案，僅需<>個連接即可創建升壓或降壓-升壓LED驅動器。

圖3.三端子MAX16833方案

MAX16833設計用于前燈組件，因此只適合調光精度小于500：1的應用。

為了最大化可能的調光比，可以做幾件事：

使用緩慢調光頻率。人眼通常無法區分大于100Hz的調光比。

提高開關頻率。這還有一個額外的好處，那就是減小了功率組件的必要尺寸。但是，這會降低效率。

減小電感值。這會增加電感紋波電流，從而增加輻射發射并降低效率。

注意：在非常慢的調光頻率（例如，1Hz轉向信號）下，必須仔細考慮防止升壓轉換器的輸出放電到電池的1.5V以內。這是因為通過檢測V之間的電壓差來檢測LED兩端的短路愛森+和 V在.如果 V愛森+降至電池電壓的1.5V以內，則%-overbar_pre%FLT%-overbar_post%輸出置位為低電平，錯誤地指示發生了故障。ISENSE+ 輸入具有 200μA 的典型偏置電流，可將 C 放電外在PWMDIM信號的關斷階段。OVP 電阻分壓器也是一條漏電流，可使輸出電容放電（見圖 4）。

圖4.輸出電容泄漏路徑。

電磁干擾注意事項

頻率抖動

MAX16833/MAX16833C具有LFRAMP輸出，簡化了內部振蕩器（擴頻）的頻率抖動。當設計具有嚴格的EMI要求時，請考慮使用此功能。LFRAMP 輸出 1V 至 2V 之間的三角波，頻率由單個旁路電容器設定。

（公式46）

fLFRAMP應該比fSW慢至少10倍。

假設抖動頻率為 500Hz，CLFRAMP可以按如下方式計算：

（公式47）

要使內部振蕩器的頻率抖動，請在LFRAMP和RT/SYNC之間連接一個電阻。

圖5.不使用LFRAMP。

圖6.使用 LFRAMP 對內部振蕩器頻率進行抖動。

振蕩器頻率的變化由RDITH決定.

圖7顯示了頻率抖動對內部振蕩器的影響。

圖7.LFRAMP在行動。

選擇RRT 和RDITH使得內部振蕩器的工作頻率在 100kHz 和 1MHz 之間。

假設ΔfSW需要 12.5%。

（公式50）

圖8.輸出光譜內容。

正確的布局

除了抖動之外，正確的布局對于良好的EMI性能也很重要。最小化布局引起的EMI的關鍵是識別不連續的電流路徑。

圖9.簡化原理圖。

圖10顯示了某些外部元件的電流與時間的關系。高di/dt出現值用橙色圈出。

圖 10.各種電流波形。

圖 11.高di/dt路徑對布局至關重要。

為了改善EMI，請使以紅色突出顯示的組件盡可能彼此靠近。保持這些元件之間的走線盡可能短，以降低高di/dt路徑上的寄生電感。

其他 EMI 設計注意事項

如果在頻率抖動和布局優化后需要進一步改進EMI，可以使用其他一些設計技術。可以通過減慢LX節點的上升和下降時間來降低EMI。最常見的兩種方法是在N1上增加一個小柵極電阻，或在N1的漏極上增加一個小的鐵氧體磁珠。這些附加功能中的任何一個都在一定程度上改善了EMI，但代價是降低了效率。

結論

完整的升壓LED驅動器原理圖如圖12所示。通過遵循本應用筆記中概述的分步設計流程，可以在項目的調試和測試階段節省大量時間。

圖 12.基于示例計算的典型應用電路。

審核編輯：郭婷