本應(yīng)用筆記回顧了MAX16990/MAX16992在升壓配置中獲得最佳性能所需的外部元件參數(shù)和計(jì)算結(jié)果。接下來，討論補(bǔ)償元件的選擇，并提供一種可以外推以補(bǔ)償任何升壓穩(wěn)壓器的通用方法。該計(jì)算器可幫助用戶選擇外部元件、進(jìn)行補(bǔ)償設(shè)計(jì)和電源性能評估。本文討論了一個(gè)參考設(shè)計(jì)，展示了如何在汽車預(yù)升壓應(yīng)用中使用這些器件，以及該升壓穩(wěn)壓器的最佳布局。

介紹

高壓升壓控制器，如MAX16990或MAX16992，后者具有2.2MHz開關(guān)頻率能力，在汽車領(lǐng)域有許多應(yīng)用。兩種用途是作為預(yù)升壓穩(wěn)壓器，以在冷/熱啟動(dòng)期間維持系統(tǒng)電壓，或作為高亮度LED的電源。

在本應(yīng)用筆記中，我們首先探討如何利用MAX16990/MAX16992實(shí)現(xiàn)汽車高壓升壓DC-DC電源，以及如何選擇外部元件以獲得最佳系統(tǒng)性能。之后，我們介紹了其預(yù)增壓應(yīng)用的參考設(shè)計(jì)。

外部元件的選擇

用于選擇外部元件的參數(shù)

有四個(gè)主要的設(shè)計(jì)輸入?yún)?shù)，用于選擇外部元件，以優(yōu)化MAX16990和MAX16992的性能。

開關(guān)頻率

輸出電壓 （VOUT）

輸出電流范圍（最小值和最大值）

輸入電壓范圍（VINMIN 和 VINMAX）

MAX16990和MAX16992工作在不同的開關(guān)頻率范圍內(nèi)，前者為100kHz至1MHz，后者為1MHz至2.5MHz。選擇所需開關(guān)頻率的版本。

關(guān)于輸出級（即電壓和電流范圍）的一切都是已知的。但是，我們只知道輸入級的電壓范圍。估計(jì)平均輸入電流范圍會(huì)很有用。我們可以使用以下兩個(gè)等式來做到這一點(diǎn)：

其中參數(shù) Eff 是升壓穩(wěn)壓器的估計(jì)效率。我們可以根據(jù)MAX16990/MAX16992數(shù)據(jù)資料中的典型工作特性推斷出Eff的初始估計(jì)值，并在確定所有外部功率元件（nMOS、電感、檢測電阻和整流二極管）的尺寸后，用計(jì)算器優(yōu)化估算值。

接下來，我們需要評估占空比范圍（D最低和 D.MAX），調(diào)節(jié)器在其中運(yùn)行。這可以通過以下兩個(gè)等式確定：

其中 VD是整流二極管的正向電壓，RDS（ON）nMOS導(dǎo)通時(shí)的漏源電阻，以及R意義檢測電阻。因?yàn)槲覀儧]有選擇R意義然而，暫時(shí)忽略等式中的這個(gè)術(shù)語。稍后我們將對占空比范圍進(jìn)行更準(zhǔn)確的估計(jì)。

確保估計(jì)占空比范圍在所選器件的規(guī)格范圍內(nèi)：MAX4為93%至16990%，MAX24為85%至16992%。

感應(yīng)器

為了保證整個(gè)應(yīng)用的連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）操作，請選擇高于臨界電感（L）的電感（L）C） 用公式 5 計(jì)算：

LC假設(shè)其在D = 33%的最大值（如果在計(jì)算的占空比范圍內(nèi)）;否則選擇 L 的最大值C在最大和最小占空比下計(jì)算的那些之間。

選擇合適的電感器時(shí)要記住的另一個(gè)方面是LIR因數(shù)。該參數(shù)定義為峰峰值電感電流與平均輸入電流之比：

電感（L）和LIR因數(shù)之間的關(guān)系如公式7所示：

為了降低損耗，請選擇保證LIR因數(shù)在0.3和0.5之間的電感。L 等于 LC，LIR 因子為 2。進(jìn)一步增加L可降低LIR因子。所選電感的飽和電流必須高于其峰值電流，即：

圖1顯示了開關(guān)期間的電感電流形狀。

圖1.升壓穩(wěn)壓器的電感電流。

峰值電感電流與峰值nMOS電流和整流二極管電流一致。 考慮到這一點(diǎn)，請相應(yīng)地選擇兩個(gè)功率組件的額定電流。此外，最大nMOS漏源電壓等于輸出電壓（VOut） 加上整流二極管上的壓降 （VD），整流二極管兩端的最大反向電壓等于輸出電壓（Vout).

檢測電阻

計(jì)算出峰值電感電流后，可以選擇檢測電阻（R意義).當(dāng) ISNS 引腳上的電壓達(dá)到 212mV （最小值） 時(shí)，器件觸發(fā)電流限制。該電壓的一部分是由于檢測電阻上的壓降，另一部分是由于斜率電阻上的壓降（R坡），用于斜率補(bǔ)償。為了留出100mV的斜率補(bǔ)償空間，最初建議使用R意義在限流閾值處產(chǎn)生 112mV 的壓降。在公式9中，R意義計(jì)算時(shí)，限流閾值比峰值電感電流高 20%。

輸出電容

選擇正確的輸出電容（C外）及其相關(guān)的ESR對于最小化輸出電壓紋波非常重要。

假設(shè)輸出電壓紋波（VOUT_RIPPLE）在電壓降（由于電容器在關(guān)斷期間放電）和ESR壓降之間均勻分布。

補(bǔ)償

在了解這些外部元件（電感、檢測電阻和輸出電容）之后，我們需要考慮預(yù)升壓穩(wěn)壓器所需的外部補(bǔ)償元件。有關(guān)升壓調(diào)節(jié)環(huán)路的概述，請參見圖2，該環(huán)路由功率級（A（f））和反饋級（B（f））組成。

圖2.升壓穩(wěn)壓器小信號模型。

為了選擇合適的外部補(bǔ)償元件（R比較， C比較， CCOMP2和 R坡），有必要描述頻域中的環(huán)路響應(yīng)并評估其穩(wěn)定性。調(diào)節(jié)回路可分為兩個(gè)階段。

第一級A（f）是功率級，由電流檢測電路、PWM比較器、外部nMOS、電感（L）、輸出電容（C）組成外），和負(fù)載電阻（R負(fù)荷).該級的頻率響應(yīng)由公式12描述：

直流增益 ACM 為：

公式12中的分子由輸出電容ESR引入的零點(diǎn)組成：

以及電流模式升壓穩(wěn)壓器的右半平面零點(diǎn)：

請記住，該零點(diǎn)在模塊側(cè)充當(dāng)正常零點(diǎn)，但在相位側(cè)充當(dāng)極點(diǎn)，從而減小閉環(huán)頻率響應(yīng)的相位。

公式12中的A（f）分母由輸出極點(diǎn)組成：

而雙極點(diǎn)的開關(guān)頻率只有一半，必須通過斜率補(bǔ)償進(jìn)行阻尼。

表征閉環(huán)響應(yīng)的第二級B（f）是用反饋網(wǎng)絡(luò)（AFB）和誤差放大器（AEA）計(jì)算的：

直流增益由 AFB 和 AEA 增益計(jì)算得出：

AFB = VREF/VOUT

AEA = gm × ROUT

其中g(shù)m是跨導(dǎo)誤差放大器的電壓-電流增益，R外它的輸出。

誤差放大器零點(diǎn)和主極點(diǎn)由外部補(bǔ)償元件C決定比較和 R比較:

如果需要，可以在COMP引腳和GND（CCOMP2):

穩(wěn)壓器的閉環(huán)響應(yīng)是通過將A（f）和B（f）連接在一起來實(shí)現(xiàn)的：

Loop(f) = A(f) × B(f)

一旦我們熟悉了環(huán)路頻率響應(yīng)，確保穩(wěn)定性的第一步就是選擇合適的斜率補(bǔ)償，以避免在開關(guān)頻率的一半處振蕩。為此，公式24所示的Q因子必須介于0和1之間：

其中 Sn是導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)的正電感電流斜坡乘以檢測電阻（R上的電壓斜坡）意義):

Se 是斜率補(bǔ)償斜坡乘以 RSENSE 加 RSLOPE：

Se = ICOMP × fSW × (RSLOPE + RSENSE), ICOMP = 50μA

RSLOPE在所有工作條件下，Q 因數(shù)必須介于 0 和 1 之間。

斜率補(bǔ)償?shù)淖顗那闆r是輸入電壓處于最小值，輸出電流處于最大值。

選擇RSLOPE高于公式27所示的值可確保在所有工作條件下的Q因數(shù)介于0和1之間：

一旦RSLOPE已選擇，可以使用公式28計(jì)算實(shí)際最小電流限值：

如果電流限制過高，請相應(yīng)地增加 RSENSE 和 RSLOPE，直到達(dá)到所需值。

確保最小電流限值高于峰值電感電流。

一旦開關(guān)頻率一半的雙極點(diǎn)被拋棄，就必須選擇誤差放大器補(bǔ)償元件，以確保交越頻率下良好的相位裕量。

第一步是選擇所需的交越頻率（fC，目標(biāo)），必須小于 f西 南部/10和 fZ，RHP/10.最初，我們假設(shè)零點(diǎn)是由于輸出電容ESR（fZ，ESR） 比 f 高十倍C，目標(biāo).在此假設(shè)下，閉環(huán)頻率響應(yīng)可以近似為簡單的兩極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)系統(tǒng)頻率響應(yīng)。

直流獲得=ACM × AFB × AEA

基于目標(biāo)交越頻率和獲得的直流獲得，可以考慮兩種情況。

第一個(gè)是當(dāng)：

在這種情況下（見圖3），將誤差放大器極點(diǎn)放在負(fù)載極點(diǎn)之后：

誤差放大器在目標(biāo)交越頻率上正好歸零：

這確保了相位裕量上有45°的正滯后。

圖3.閉環(huán)響應(yīng)幅度的波特圖，案例 1。

第二個(gè)是當(dāng)：

在這種情況下（見圖4），將誤差放大器極點(diǎn)放在負(fù)載極點(diǎn)之前：

誤差放大器在目標(biāo)交越頻率上正好歸零：

這確保了相位裕量上有45°的正滯后。

圖4.閉環(huán)響應(yīng)幅度的波特圖，案例 2。

使用計(jì)算器估計(jì)獲得的交越頻率和相位裕量。如果它們不令人滿意，請?jiān)黾?R比較以增加交越頻率和相位裕量。

如果輸出電容ESR的零點(diǎn)不可忽略，并且影響相位裕量和交越頻率，則增加第二個(gè)誤差放大器極點(diǎn)（CCOMP2） 對應(yīng)于 ESR 零點(diǎn)：

參考設(shè)計(jì)

在討論了所需的外部和補(bǔ)償元件之后，我們考慮了汽車預(yù)增壓應(yīng)用的參考設(shè)計(jì)。

汽車預(yù)增壓應(yīng)用的通常要求是：

f西 南部	2.2兆赫
V在	3.5V 至 6V
V外	8V
我外	1A 至 2A
VOUT_RIPPLE	50mV

估計(jì)效率（Eff）為90%，輸入電流范圍應(yīng)為：

第二步是計(jì)算占空比范圍。為此，選擇nMOS電阻很有用。為了確定nMOS額定值要求，需要計(jì)算峰值晶體管電流（對應(yīng)于峰值電感電流）。

假設(shè)輸入電流達(dá)到最大值時(shí)最大 LIR 為 0.5：

基于這些信息，Fairchild的FDS5670 nMOS被選中，其額定漏極電流為10A。典型的 RDS（ON）該晶體管的 15mΩ 與 V一般事務(wù)人員= 5V （MAX16992的柵源電壓）。

一旦我們有了這些信息，我們就可以計(jì)算占空比范圍，忽略R意義目前：

假設(shè)整流二極管（Diodes Incorporated的B3x0-13-F）的正向電壓等于0.5V。占空比范圍與MAX16992兼容。為了保證連續(xù)導(dǎo)通模式：

在最壞的情況下，D = 0.33% 和 IOUT= 1A。

基于這些信息，伍爾特電子選擇了0.47μH電感744314047（IR= 18A， I坐= 20A）。使用此電感器時(shí)，當(dāng)輸入電壓處于最小值（輸入電流處于最大值）時(shí)：

導(dǎo)致電感（和 nMOS）峰值電流為：

該值符合nMOS漏極電流額定值。

現(xiàn)在可以計(jì)算檢測電阻：

R選擇15mΩ電阻意義.

根據(jù)設(shè)計(jì)規(guī)范對輸出電壓紋波、對C的約束外是：

村田制作所選擇了開關(guān)頻率為47.32MHz時(shí)ESR為61mΩ的476μF GRM3ER2C2K電容器。

選擇用于補(bǔ)償?shù)牡谝粋€(gè)參數(shù)是RSLOPE:

選擇了一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的1.3kΩ電阻。最小電流限值閾值變?yōu)椋?/p>

直流增益、負(fù)載極點(diǎn)頻率和右半平面零點(diǎn)頻率為：

直流獲得= ACM × AFB × AEA = 91.6dB

這是針對最壞情況計(jì)算的，輸入電壓為最小值，負(fù)載電流為最大值。

村田制作所的 47μF 電容器在頻率高于 20kHz 時(shí)具有低于 2mΩ 的 ESR。

因此，在最壞的情況下，ESR 零點(diǎn)為：

在這種情況下，最大交越頻率必須低于fZ，RHP/10 = 25.9kHz。

選擇25kHz的目標(biāo)交越頻率，我們必須遵循：

在這種情況下，C比較目標(biāo)變?yōu)椋?/p>

選擇標(biāo)準(zhǔn)470pF電容，因此估計(jì)的R比較目標(biāo)是：

選擇了一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的15kΩ電阻。

剩下的最后一個(gè)組件是 CCOMP2:

選擇了一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的68pF電容。

使用所選的外部補(bǔ)償元件時(shí)，誤差放大器的零點(diǎn)和極點(diǎn)頻率為：

使用計(jì)算器確定獲得的交越頻率（f渡）和相位裕量（PM）。

在本例中，這兩個(gè)參數(shù)為：

fCROSS = 26.3kHz

PM = 45°

閉環(huán)穩(wěn)壓器的最終波特圖如圖5和圖6所示。

圖5.環(huán)路增益。

圖6.循環(huán)階段。

Designation	Description
N	Fairchild FDS5670 nMOS
D	Diodes Inc. B3x0-13-F
L	Würth Elektronik 744314047
COUT	Murata GRM32ER61C476K

圖7.參考設(shè)計(jì)原理圖。

布局建議

良好的布局對于最大限度地提高升壓穩(wěn)壓器的EMI和無抖動(dòng)性能非常重要。為此，請遵循以下一般建議：

將所有電源組件放在電路板的同一側(cè)。
保持交流路徑盡可能短。在導(dǎo)通期間，交流路徑由CIN、電感、nMOS、RSENSE和GND組成。在關(guān)斷期間，交流路徑由 CIN、電感、二極管、COUT 和 GND 組成。
保持開關(guān)節(jié)點(diǎn) （LX） 盡可能緊湊。
不要以最小寬度在 DRV 引腳和 nMOS 柵極之間布線路徑。該網(wǎng)絡(luò)以開關(guān)頻率換向，并且必須承載驅(qū)動(dòng)nMOS所需的電流。如果需要過孔，請將網(wǎng)絡(luò)路由到內(nèi)層。
將CSUP和CPVL電容器直接連接到IC，盡可能靠近，而無需使用過孔。
在 RSENSE 和 RSLOPE 之間以及 RSLOPE 和 ISNS 引腳之間使用開爾文連接。
在 OUT 和 RTOP 之間使用開爾文連接。使FB節(jié)點(diǎn)盡可能靠近IC的FB引腳。

使用原理圖所示的兩個(gè)獨(dú)立的GND：PGND用于功率元件，AGND用于信號電路和MAX16992的EP。在PGND和AGND之間使用單點(diǎn)連接，盡可能靠近EP。

參考布局如圖 8 至圖 12 所示。

圖8.參考設(shè)計(jì)布局，頂層。

圖9.參考設(shè)計(jì)布局，內(nèi)層 1。

圖10.參考設(shè)計(jì)布局，內(nèi)層 2。

圖 11.參考設(shè)計(jì)布局，底層。

圖 12.參考設(shè)計(jì)，3D 視圖。

結(jié)論

在本應(yīng)用筆記中，我們學(xué)習(xí)了如何最好地選擇外部元件和補(bǔ)償，以實(shí)現(xiàn)MAX16990/MAX16922的最佳性能。然后，我們了解了這些器件如何在汽車應(yīng)用中用作預(yù)升壓穩(wěn)壓器，并發(fā)現(xiàn)了最大化EMI和最小化抖動(dòng)的最佳布局。

審核編輯：郭婷