可以把同相比例運算電路接在RC串并聯選頻網絡后，形成RC橋式正弦波振蕩電路。運放電路要求輸入與輸出相位相同。

此電路也稱為文氏橋振蕩電路。所謂橋式電路，是一種電路類型，是在兩個并聯支路當中各支路的中間節點(通常是兩元器件之間連線的一點)插入一個支路，來將兩個并聯支路橋接起來的電路。

觀察電路，同相比例運算電路中的R1，Rf，與選頻網絡中的串聯RC，并聯RC，都是一個橋臂，組成了這個RC橋式正弦波振蕩電路。已知同相比例運算電路的輸出與輸入電壓關系如下：

在放大倍數為3倍的時候可以實現幅值平衡。即

在此電路中，RC串并聯選頻網絡需要把自身的輸出，作為輸入，用來維持振蕩，這是正反饋;但是RC串并聯選頻網絡的輸出只有輸入的1/3，需要借助放大電路，實現3倍放大，放大電路要控制放大倍數，就需要引入負反饋。故此電路同時存在正反饋與負反饋，它以RC串并聯網絡作為選頻網絡和正反饋網絡，以包含負反饋的同相比例運算電路為放大環節。

在真實的電路設計中，需要考慮放大倍數的問題：如果放大倍數略小于3倍，那么反饋給選頻網絡的電壓，不足以維持RC振蕩，導致振蕩幅度越變越小;如果放大倍數略大于3倍，那么反饋給選頻網絡的電壓，超過了它所需要的電壓，流入放大電路的電壓當然也超過了預期，這會導致放大電路達到極限的幅值，波形削頂或者削底;如果放大倍數正好是3倍，且不說考慮到器件的精確度，這是多么難的一件事情，正好是3倍的話，振蕩電路不容易起振，因為起振靠的就是各種擾動，如上電合閘一瞬間的脈沖。這個問題似乎是無解的。

一種解決思路是，在電路中加入“非線性”環節。例如在反饋回路中加入兩個并聯的二極管。如果輸出電壓因為某種原因變大，那么流過二極管的電流變大，但是根據二極管的伏安特性曲線可以知道，此二極管的“動態電阻”減小，導致放大倍數減小，最終使輸出電壓穩定。這個過程類似于負反饋調節。

但這種做法是有弊端的，輸出波形可能輕微失真。只要引入非線性環節，這種失真就不可避免，不管是用二極管，還是熱敏電阻作為非線性環節都不行。如果使用Mos管，失真的情況可能會改善，但是電路設計會變得復雜很多。在電路設計領域，有一利必有一弊。

如果想輸出0V左右的交流信號，需要引入正負電源，為了簡化設計，我們把正弦波的平均值設定為2.5V左右，并用TL431電路提供2.5V電壓。

為了便于精確調整放大倍數，觀察放大現象，把反饋電阻設置為可調電位器。由此得到RC正弦波信號源電路設計：

下圖是加入非線性環節時，運放的同相輸入端與輸出端的波形對比。可以看出運放確實把波形放大了3倍，但是輸出波形的“腰部”略有失真。

去掉非線性環節時，需要是放大倍數略大于3倍，可以看出輸出波形的頂部與底部都被削平了。實際上這個輸出的狀態并不穩定，甚至輕輕敲一敲電路板，都會導致輸出波形有變化。

此設計中輸出電壓由運放的工作電壓決定，輸出頻率由選頻網絡電阻與電容的值決定。有些設計會把電阻與電容設為可調的，以實現頻率可調。若追求更好的正弦波質量，或者更高頻的振蕩頻率時，可以選用LC振蕩電路，或者石英晶體振蕩電路。