在電子電路設計過程中，不可避免的會使用運算放大器來做信號放大、波形變換、濾波處理等，但在運放選型的時候，很多工程師往往只關注運放的工作電源、溫度范圍、封裝、價格等，不認真研究Datasheet，特別容易忽視運放的一些重要指標參數，比如：輸入偏置電流、輸入失調電壓、輸入失調電流、最大共模輸入電壓、共模抑制比、輸入噪聲電壓等等。其實這些參數對運放精度會有相當大的影響，如果不搞懂這些參數含義會讓你在設計運放電路時走很多彎路。今天我想講解一下“輸入偏置電流Ib”的來源，分析其對運放電路精度的影響，以及如何設計周邊電阻參數。

一、什么是運放的“輸入偏置電流Ib”

“輸入偏置電流”這個概念是針對運放的輸入級提出來的，目前運放輸入級都是差分輸入，要么是三級管BJT，要么是場效應管FET(細分為MOS和JFET)，如圖1所示。

圖1 三極管差分對和場效應管差分對輸入級運放

先說說三極管(BJT)差分對：運放的兩個輸入端是三極管差分對管的基極，而三極管屬于電流控制電流器件，先對電流進行放大(IC=β*IB)，再通過阻性負載或有源負載實現電壓放大，因此差分對三極管要工作在線性放大區，就需要對輸入三極管基極提供基極電流，但是目前所有運放基本上都是設計成基極開路的模式(因為芯片上空間有限，不可能集成提供偏置電流的電流源)，如圖2所示為運放LM358芯片內部電路原理圖，顯然兩個輸入端三極管基極是沒有任何偏置電路的，因此就需要由外部信號源或者外部偏置電路來對其提供基極電流。

圖2 運放LM358芯片內部電路原理圖

在圖1三極管差分對輸入級中，Ib1和Ib2分別是兩個輸入三極管基極電流，“輸入偏置電流Ib”就定義為這兩個電流的平均值，即Ib=(Ib1+Ib2)/2，一般來說，三極管差分對運放輸入偏置電流Ib在nA～uA數量級。

再說說場效應管(FET)差分對：運放的兩個輸入端是場效應差分對管的柵極，而場效應管屬于電壓控制電流器件，由于柵極與源極、柵極與漏極之間均有一層很薄的二氧化硅絕緣層，導致場效應管輸入電阻非常大(MOS為10的9次方Ω以上，JFET為10的7次方Ω以上)，因此它的柵極電流是很小很小的，一般會在fA級，完全可忽略。但不幸的是，它的每個輸入端都有一對ESD保護二極管，如圖1右邊所示，這兩個二極管都是有反向漏電流的，且這個漏電流一般會比場效應管的柵極電流大很多，這就形成了場效應管差分對輸入運放偏置電流的主要來源，Ib=(Ib1+Ib2)/2依然成立，一般來說，場效應管差分對運放輸入偏置電流Ib在pA數量級。

二、運放的“輸入偏置電流Ib”對放大精度的影響

根據上一節所述：“輸入偏置電流Ib”是指運放兩個輸入端靜態電流的平均值，即Ib=(Ib1+Ib2)/2，在三極管差分對輸入級的運放中，“輸入偏置電流Ib”是必要且必須的，它保證放大器工作在線性放大區，為放大器提供直流工作點，而在場效應管差分對輸入級的運放中，“輸入偏置電流Ib”是毫無用處的。那我們應該怎么選擇運放及其周邊電阻值呢?

(1)首先盡量選擇“輸入偏置電流Ib”小的運放，在價格能夠承受的情況下越小越好。為什么這么說呢，因為“輸入偏置電流Ib”還有一個親兄弟叫“輸入失調電流Ios”，“輸入失調電流Ios”是指當輸入電壓為零時流入運放兩輸入端的靜態輸入電流之差，即Ios=|Ib1-Ib2|，再經過運放的輸入電阻，“輸入失調電流Ios”就會轉換為“輸入失調電壓Vos”，最后經過運放增益的作用就會變成噪聲電壓輸出。可別小瞧了這個失調電壓Vos，圖3是一個增益為11的同向運算放大器，如果選擇運放芯片LM358(根據圖4芯片規格書其Vos=3mV，最大可達到7mV)，那么經過放大后在運放輸出端的噪聲電壓就會達到33mV，最大可能達到77mV，這個噪聲電壓對于小信號放大應用，比如說市場上常用來采樣電流的75mV分流器來說是不可接受的，因為它已經淹沒了有效輸入信號。

圖3 輸入失調電壓Vio對運算放大器的影響

圖4 運放LM358規格書中標識的輸入失調電壓值Vos、失調電流值Ios及輸入偏置電流Ib

所以，當運放“輸入偏置電流Ib”值較大時，“輸入失調電流Ios”值也會水漲船高，因為它們是一個數量級別(如圖4運放LM358輸入偏置電流Ib和輸入失調電流Ios都是nA級別的)，何況對于場效應管差分對輸入運放來說，這個“輸入偏置電流Ib”是不應該存在的，是有害信號。圖5所示是場效應管差分對輸入型運放MAX4238規格書中“輸入失調電流Ios”和“輸入偏置電流Ib”值，屬于pA級別的，非常小，因此其“輸入失調電壓Vos”值也很小，只有0.1～2uV，那么如果還是使用圖3放大電路來計算其輸出噪聲電壓就只有1.1uV～22uV，基本上可以忽略，其實MAX4238就是一款超低失調、超低溫漂、超高精度的運算放大器。

圖5 運放MAX4238規格書中輸入失調電流Ios、輸入偏置電流Ib及輸入失調電壓Vos值

(2)其次選擇運放周邊電阻值要求與“輸入偏置電流Ib”拉開距離

我們知道，運放增益(放大倍數)只與選擇的外圍電阻有關，與運放本身無關，那是建立在“理想運放”的基礎之上的，“理想運放”滿足“虛短”和“虛斷”概念，如圖6所示反向運算放大器電路，這才有了反向運算放大器增益Av=-R2/R1;

圖6 反向運算放大器電路

請注意，反向運算放大器增益Av=-R2/R1是建立在理想運放虛短Vn=Vp及虛斷ii=0基礎之上的，這個“ii”就是運放輸入級的偏置電流，這樣根據基爾霍夫電流定律i1=i2，即(Vi-Vn)/R1=(Vn-V0)/R2就能得到反向運放增益Av=V0/Vi=-R2/R1的公式。

虛斷ii=0的前提是：i1和i2要遠大于ii，至少要大三個數量級(1000倍)，這樣才能忽略輸入偏置電流ii的影響，上述的計算公式才能成立，下面舉例說一下。

假設我們選擇運放芯片LM358來設計圖6所示的反向放大器，根據LM358的規格書可知其輸入偏置電流Ib為20nA(如圖4所示)，那這個時候i1和i2的取值至少要保證在20nA的1000倍，即20mA。因為運放LM358的輸入偏置電流是由輸入信號源來提供的，假如LM358采用單電源5V供電，那么就要保證待處理的輸入信號源最小值能讓i1和i2至少達到20mA數量級，不然的話反向運放增益Av=V0/Vi=-R2/R1的公式就不能夠成立，按照這里來計算和處理就會產生較大誤差。因此我們選擇電阻R1和R2時，不能夠選的太大，但是也不能選的太小，你選小了，電阻上功耗就會變大，那你電阻封裝就需要更大的，這顯示不符合我們電路設計思想，所以你常常見到別人一般選擇KΩ級別電阻就在于這點上，KΩ級別電阻產生的i1和i2就是mA數量級，現在大家明白了吧!