這里介紹的電路是一種簡單、快速響應的過流檢測器，旨在保護低壓應用。專用熱插拔控制器由欠壓引發較長的啟動延遲，與專用熱插拔控制器不同，該電路在輸入電源升至150.2V以上后僅提供7μs的保護。此外，外部p溝道開關上的有限柵極電壓可在上電期間提供浪涌電流限制措施。

概述

圖1顯示了鎖存過流故障檢測器的完整電路。通電后，比較器輸出C外接近零伏。由Q2和Q3形成的同相緩沖器可確保Q1（一種非常低導通電阻、低閾值、p溝道功率MOSFET）的柵極得到充分增強。進入負載產生的電流由高邊電流檢測放大器測量，該放大器轉換檢流電阻R兩端的小電壓意義在 OUT 引腳上轉換為以地為基準的輸出電壓。該電壓與負載電流成比例，在鎖存、同相比較器的輸入端進一步縮放。

當負載電流超過R1和R2結處的閾值電壓時，比較器改變狀態，導致輸出電壓被R3拉高。當柵極-源極電壓降至柵極門限以下時，p溝道MOSFET關斷。同相緩沖器 Q2-Q3 可確保充放電電流充入和流出 Q1 柵極，從而實現快速開關。

圖1.集成電流檢測放大器、鎖存比較器和基準構成快速響應、低電壓、過流保護電路。

組件選擇

控制器

MAX4373是用于快速響應、鎖存、限流檢測器電路的控制器，工作在+3.3V電源。MAX4373集成了產生這種電路所需的所有元件：高共模差分電壓檢測器、基準和帶低電平有效復位的鎖存比較器。從施加V開始，啟動延遲通常為500μs抄送，通過比較器的傳播延遲典型值為4μs。

檢流電阻器

選擇檢測電阻值以確保最佳增益精度（典型值為1%至1.5%）時，額定電流下的壓降應在75mV至100mV范圍內，增益范圍為+20V/V和+50V/V（MAX4373的T和F版本）。以下公式計算檢測電阻值及其兩端的功率：

輸出的動態范圍也是一個重要的考慮因素。將標稱輸出電壓（對應于工作/檢測電流）居中為電源電壓的一半。請注意，最大 V外比 V 時的電源電壓低 250mV抄送.因此，對于 V抄送= +3.3V，標稱V外應約為 1.4V。本例中，增益為+4373V/V （T型）的MAX20適用于70mV檢測電壓。

對于本應用中15A的檢測電流，R意義= 4.6mΩ，產生一個 70mV V意義，選擇最接近的值 4.7mΩ。泰科-美捷特RL73H的容差為±1%（F后綴）。

閾值電流

設置電流檢測放大器后，應設置比較器以提供適合禁用串聯電源開關的開關輸出電壓。電阻分壓器將電流放大器輸出連接到比較器正輸入。對于開關，比較器的正輸入必須超過內部設定的600mV標稱門限（580mV至618mV）。要計算R1和R2的值，請使用以下電壓閾值公式：

在檢流放大器的標稱輸出電壓經R1和R2的電流應大于150nA，小于500μA。比較器輸出吸收 1mA 電流，飽和電壓為 600mV （最大值）。柵極上拉電阻R3由下式計算：

電源開關

外部p溝道MOSFET的關鍵選擇規格是峰值電流、導通電阻和柵極電壓，緊隨其后的是封裝。應選擇導通電阻，使額定電流下的壓降與電流檢測電壓大致相同。該值在檢測電阻和MOSFET中產生相似的耗散水平。

Si7485DP MOSFET（來自硅氧烷）在 V 時的最大導通電阻為 9mΩ一般事務人員= -2.5V。選擇這款 20V p 溝道器件是因為其在低輸入電壓下工作。最差情況下的穩態耗散由下式計算：

在 15A 負載電流和 9mΩ 導通電阻下，Si7485DP 的工作溫度比環境溫度高 40°C 至 50°C，因此根據最終應用需要額外的散熱。

在本例中，電源開關的柵極電荷規格約為60nC。如果需要快速響應，該值超出了R3和低功耗比較器輸出的驅動能力。因此，柵極驅動緩沖器是強制性的。如上所述，Q2和Q3構成互補的發射極-跟隨器驅動器，為Q1柵極提供顯著的雙極性電流增益。晶體管在 500mA 至 1A 的中等集電極電流下具有良好的直流 β。合適的選擇是Zetex FZT688B（npn）和FZT788B（pnp），采用SOT223外形封裝。要計算門響應時間，請使用以下公式：

操作

公差累積

實際感測的電流值取決于由于以下原因而建立的容差：

忽略檢測電壓容差，總電流檢測容差接近±10.8%。詳細限值可以使用以下公式計算：

R0和R1使用容差±1.2%的電阻可以在一定程度上降低誤差限值（約±1%），但最終應用可能不支持額外的成本。

轉0f瞬態

對故障的快速響應和隨后的電流中斷是關鍵要求。然而，電源線分布式電感中剩余的能量會產生破壞性的電壓尖峰。部分能量被負載電源中的分布電容吸收，但可能需要快速響應的過壓箝位來保護MAX4373免受28V或更高瞬變的影響。

結果

電流探頭監視輸入端子的負載電流（Vin在圖 1 中）。負載電流增加，直到達到閾值并觸發電路。響應時間約為 2μs（圖 2）。

圖2.圖1電路的測試結果顯示，響應時間約為2μs。

審核編輯：郭婷