當我們在選擇一款IGBT模塊做功率回路設計時，首先都會問到兩個最基本的參數，這個模塊是多少伏、多少安培的？比如說賽米控的SEMiX453GB12E4p（見圖1），從型號上可以看出這是一個1200V、450A的半橋模塊。那么這兩個參數到底有什么意義？在實際的逆變器主電路中，這個模塊能承受多大的母線電壓、多大的負載電流？和IGBT規格書上的電壓、電流有什么關系？還有哪些主要的參數會影響逆變器的輸出能力？帶著這些問題，我們一起來看一下IGBT規格書中的主要參數。

第一個問題：IGBT到底能輸出多大電流？

我們先看看規格書中關于電流最大值的幾個參數。如圖2所示，規格書一般會給出ICnom（標稱連續直流電流）、IC（實際連續直流電流）、ICRM（可重復峰值電流）、It（RMS）（端子有效值電流）這幾個電流參數。那這幾個參數表示什么意思？到底哪個才真正限制IGBT的最大電流？

圖2 IGBT規格書中關于最大電流值的幾個參數

下面解釋下這幾個參數的定義和對這幾個參數的理解。

ICnom （標稱連續直流電流），IGBT型號中的電流值就是以這個參數來標定的（SEMiX453GB12E4p模塊的ICnom=450A）。但這個參數的物理含義并不是很清晰，它是IGBT芯片供應商根據特定的芯片技術和有效的芯片面積標稱的一個電流標稱值。IGBT模塊實際能夠流過多大電流還要由模塊的封裝材料和技術來決定，需要通過模塊的散熱能力來評估。

IC （實際連續直流電流），這個值表征的是在既定的散熱條件下，IGBT模塊中的IGBT能夠實際通過的連續直流電流。這個值是根據IGBT在175°C最高結溫條件下的損耗和熱阻得到的一個計算值。但需要指出的是，這個計算值只是一個理論值，主要用來對不同模塊的連續直流輸出能力做一個橫向對比，其在實際應用中的指導意義并不大。一方面，規格書中標稱的散熱條件在實際電力電子裝置中是很難達到的（175°C的最高結溫下卻要保持80°C甚至25°C的殼溫，這幾乎不太可能）；另一方面，IGBT在絕大多數的應用都工作在開關狀態，而非連續直流導通狀態。

ICRM（可重復峰值電流），這個值是IGBT在工作過程中允許的可重復峰值電流值（以脈沖電流的形式工作），但前提是要保證IGBT不能超過其最高結溫。另外，即使IGBT工作在其最大允許的結溫范圍內，IGBT的可重復峰值電流也不能超過ICRM，超過這個值IGBT芯片上表面的鋁金屬化層會受損，導致IGBT芯片提前老化失效。基于芯片供應商的參數，賽米控在其采用IGBT4芯片模塊的規格書中按照3倍ICnom的標準來標定ICRM。盡管從不超過最大結溫的角度，芯片有能力承受3倍ICnom的脈沖電流，但相關測試表明，在正常驅動條件下（無分段關斷、無有源鉗位），如此大的關斷電流存在IGBT過壓的風險和較熱芯片提前退飽和的風險。因此在實際產品設計中，賽米控仍然建議將關斷電流控制在2倍ICnom的范圍內。

It（RMS）（端子有效值電流），這個值表征的是在80°C基板溫度、功率端子溫度不超過125°C的條件下，功率端子允許的最大有效值電流。

通過以上對幾個電流參數的解釋可以發現，對于工作在脈沖電流形式下的逆變器，IGBT規格書中的ICnom、IC的實際意義并不大，僅可以用來做一些模塊電氣性能的初步對比，而且由于不同IGBT模塊供應商在規格書中對散熱條件的定義不一樣，直接通過ICnom、IC來評價IGBT的輸出電流能力是很不全面的。但ICRM和It（RMS）有明確的物理現象表征，在設計過程中要嚴格控制最大峰值電流不能超過ICRM值、最大有效值不能超過It（RMS）。以SEMiX453GB12E4p為例，其ICRM值為900A，對應正弦電流的有效值為900A/1.414=636A，而由于交流端子最大有效值It（RMS）為600A，所以這個模塊的理論輸出最大電流能力為600A有效值。

為什么說是理論輸出最大電流值呢？因為前面對電流最大值的分析并沒有考慮IGBT裝置的散熱能力，而是默認IGBT的工作結溫在允許的范圍內。那么IGBT允許的最大結溫是多少？多大的電流能確保IGBT不超過其最高工作結溫？如何去評估IGBT的結溫？這就需要用到IGBT規格書中的一些特征值。

我們先看一下IGBT規格書中對結溫的規定。

Tj （結溫），這個參數指的是IGBT芯片的溫度，規格書一般會給出最小值Tj（min） 到最大值Tj （max） 的范圍，比如說-40°C…175°C，也就是說這個IGBT的最高結溫為175°C。

這里需要強調的是，由于IGBT的結溫很難測量的到或者很難測量的準，在應用中一般都是通過損耗和熱阻/熱阻抗建立熱模型來計算IGBT的結溫，這個計算值是一個或幾個IGBT芯片并聯后的平均值，并沒有考慮各個芯片之間溫度的不一致，也沒有考慮單個芯片溫度分布的不一致，所以在應用中要留取至少25°C以上的裕量，一般要求IGBT的工作溫度不超過150°C。

上面已經提到，為了要評估IGBT的結溫，我們需要知道相關的損耗和熱阻信息，然后再通過合理的熱模型來計算。這里先通過規格書解釋一下和損耗、熱阻相關的一些參數，見圖3。IGBT的損耗包括導通損耗、開關損耗，還有可以忽略的阻斷損耗。導通損耗可以通過規格書中的VCE（sat）（集-射極飽和電壓），VCE0（集-射極初始電壓），rce（集-射極電阻）參數來計算；開關損耗可以通過Eon（開通損耗能量）、Eoff（關斷損耗能量）參數來計算。規格書中的熱阻包括每個開關的Rth（j-c）（結-外殼熱阻）、Rth（c-s）（外殼-散熱器熱阻），以及每個模塊的Rth（c-s）（外殼-散熱器熱阻）。

圖3 IGBT規格書中和損耗、熱阻相關的特征參數

我們在工作中發現很多工程師在評價不同IGBT供應商相同模塊或類似模塊的性能時，會直接拿上面提到的這些特征參數做直接的對比，這里給出一些我們的理解和建議。

VCE（sat）（集-射極飽和電壓），這個參數是衡量IGBT導通損耗的重要指標。從規格書中也可以看出，這個參數和測試電流（通常都是ICnom，但也有例外）和結溫有關，所以在對比該參數時，一定要關注這兩個測試條件，確保在相同測試條件下的對比。

Eon（開通損耗能量）和Eoff（關斷損耗能量），這兩個參數是衡量IGBT開關損耗的重要指標。從規格書中也可以看出，這兩個參數值是基于特定測試條件的結果，和供電電壓VCC、測試電流IC、門極開通和關斷電阻RGon和RG off、開通和關斷時電流變化率di/dton和di/dtoff、以及測試裝置DC-link的寄生電感Ls都有關系。所以，在評估IGBT的開關損耗時，不能直接采用規格書中的Eon和Eoff，要仔細分析測試條件與實際應用的差異（尤其是寄生電感Ls和門極電阻），很多時候需要做一定的折算才能進行客觀的對比。因此，在實際應用中還是要以雙脈沖測試結果為準。

在對比熱阻參數時，我們首先要了解各個廠家對結、外殼、散熱器溫度測試點位置的定義，否則就不可能做出客觀的對比。通常這些測試點的信息都不會在規格書上體現，需要供應商提供額外的技術支持文檔。另外需要說明一下的是，IGBT模塊中的每個IGBT開關（強調的其作為電路的開關功能）通常都是由一個或幾個IGBT芯片并聯組成，規格書中的數據都是針對于每個IGBT開關，而不是單個IGBT芯片。下面看一下對幾個熱阻參數的介紹和理解。

Rth（j-c） per IGBT （每個IGBT開關的結-外殼熱阻），這個熱阻值描述的是從IGBT芯片到外殼基板的散熱能力，它通常和芯片的尺寸、封裝內部的連接材料、絕緣材料以及工藝有關。

Rth（c-s） per IGBT （每個IGBT開關的外殼-散熱器熱阻），這個熱阻值描述的是每個IGBT從外殼基板到散熱器的散熱能力，主要和導熱硅脂的厚度、導熱率，以及散熱器表面的平整度、粗糙度有關。對于SEMiX453GB12E4p，賽米控認證了兩種不同形式的導熱材料，一種是導熱硅脂，另一種是相變材料，所以在規格書中可以看到兩個不同的Rth（c-s）值。

Rth（c-s） per Module （每個IGBT模塊的外殼-散熱器熱阻），這個熱阻值描述的是IGBT模塊作為一個整體（包括模塊內所有的IGBT和二極管產生的損耗熱量）從外殼基板到散熱器的散熱能力，除了和上面提到的導熱硅脂的厚度、導熱率，以及散熱器表面的平整度、粗糙度有關外，還和模塊內部各IGBT和二極管的相對位置產生的熱耦合有關。關于該參數，賽米控規格書中給出了兩種不同定義的熱阻值Rth（c-s）1和Rth（c-s）2，前者是不包括熱耦合效應的理論計算值；后者是在不同導熱材料下考慮熱耦合效應的實際測量值。

以上我們通過規格書解釋了和IGBT損耗、熱阻相關的主要特征參數。關于如何通過這些特征參數計算IGBT的損耗、如何正確應用不同熱阻參數的話題，我們在以后的文章中會繼續分析。

到此，我們可以對“IGBT到底能輸出多大電流”的問題做一個總結：

受芯片表面金屬層的限制，IGBT的最大峰值電流不能超過ICRM（IGBT短路情況除外）；

受封裝端子的限制，IGBT的最大有效值電流不能超過It（RMS）；

受芯片結溫的限制，IGBT的最大有效值電流應保證芯片的發熱不超過其最高工作結溫。

應用經驗表明，一般情況下IGBT的輸出電流都不會受制于1）和2）的限制，通常都是受制于3）芯片結溫的限制。所以對于一個給定的IGBT模塊，其散熱的好壞對其電流輸出能力的影響很大。

第二個問題：IGBT到底能承受多大母線電壓？

回答這個問題之前，我們先看一下IGBT能承受的最大阻斷電壓。

VCES（集電極-發射極電壓），這個值指的是在25°C結溫下，在漏電流允許的范圍內（IC《ICES）能施加在IGBT集電極和發射極兩端的最大電壓。在測試過程中，必須將門極短路，否則漏電流很容易超出規值。

圖4 IGBT 關斷過程中的電壓及其對應的波形

如圖4所示，IGBT在關斷過程中除了要承受直流母線電壓VDC-Link之外，還要承受直流母線雜散電感引起的過電壓LDC-link?di/dt和模塊雜散電感引起的過電壓LModule?di/dt以及續流二極管的導通電壓VDiode，即有VIGBT=VDC-Link+LDC-link?di/dt+LModule?di/dt+VDiode，在系統設計時應留出5%~10%VECS的安全電壓裕量。在實際開關應用中，考慮到系統雜散電感產生的過壓問題，最大直流母線電壓一般要控制在VCES電壓值的2/3左右，對于1200V的IGBT，母線電壓最好不要超過800V。

需要指出的是，部分工程師在測試模塊關斷尖峰電壓時，直接通過測量模塊直流端子兩端（對應圖4中DC+和DC-）的電壓來判斷IGBT阻斷電壓的裕量，實際上這個測量的電壓是不包括模塊本身雜散電感產生的過壓。在評估IGBT芯片電壓時需要在端子測量電壓的基礎上加上IGBT內部的過電壓（可以通過模塊雜散電感和電流下降變化率的乘積來計算）。另外可以通過IGBT C、E極的輔助端子來測量IGBT的電壓值，這個測量值會比較接近IGBT芯片的電壓值。

圖5 IGBT阻斷電壓和結溫的關系

另外，VCES值是和結溫相關的，VCES（Tj）=VCES（25°C）+（1+TC? （Tj-25°C）），溫度系數TC在0.0008~0.00121/K。根據此關系，可以得到不同結溫條件下IGBT的阻斷電壓值，見圖5。在極寒環境的應用中，要特別注意IGBT的關斷尖峰電壓不能超過允許的VCES值，因為隨著結溫的降低，IGBT阻斷電壓能力會下降，同時IGBT的開關速度會變快。

從上面的分析可以看出，IGBT能承受多大的母線電壓和系統回路的雜散電感以及IGBT的關斷速度即di/dtoff有關。如要提高直流母線電壓，就必須要減小IGBT的尖峰電壓，系統設計時應優先采用降低雜散電感的方法，包括采用低雜散電感的電容和疊層母排設計；其次可以通過增大門極關斷電阻RGoff來降低IGBT的關斷速度，但這樣會增加IGBT的關斷損耗。

IGBT其它主要參數

以上是從“IGBT能輸出多大電流”、“IGBT能承受多大母線電壓”的角度分析了IGBT規格書中的相關參數，更多關注的是IGBT的性能。當然，IGBT還有一些和門極控制以及短路相關的重要參數，如圖6所示，這里也做一些解釋和分析。

圖6 IGBT門極電壓和短路時間

VGES（門極-集電極最大電壓），這個值是門極和集電極之間允許長時間施加的最大電壓，一般都為±20V。很多測試表明短時超過幾伏并不會損壞IGBT，但門極電壓超過15V后，在短路情況下會引起較大的短路電流，導致器件超出SCSOA（短路安全工作區）。在IGBT驅動設計中，一般都會在門極和集電極之間安裝TVS管或者通過二極管將門極電位鉗位在15V的方法來避免門極過壓。

tpsc （最長短路時間），這個參數值規定IGBT在一定的條件下發生短路時允許持續的最長時間，不同的IGBT芯片技術對應的的短路時間不一樣，比如IGBT4的短路時間是10us；而其前一代IGBT3的短路時間是6us。

前面提到tpsc這個值是在一定的條件下定義的，從圖6中的規格書列表中也可以看出，這個條件是：1）供電電壓VCC=800V；2）門極電壓VGE≤15V；3）阻斷電壓VCES≤1200V；4）結溫Tj=150°C。換句話說，在不同于規格書的工作條件下，tpsc也可以大于或小于10us。實際上IGBT能承受的短路能量是一定的，即ESC=tpsc?ISC?VCC是一定的。假定在短路時門極電壓被鉗在15V，此時IGBT的短路電流約5倍ICnom。那么可計算出短路能量ESC=10μs×5×450A×800V=18J；如果供電電壓降低20%（即640V），那么短路時間就可以增加20%（即12us）。從另外一個角度，如果短路時門極電壓被抬高至20V，那此時短路電流就會超過5×ICnom，短路時間就一定會小于10us。

需要注意的是，盡管IGBT允許一定時間的短路，但每一次的短路都會加快IGBT的老化，所以一般要求IGBT壽命周期內的短路次數不超過1000次，兩次短路的時間不小于1秒。

二極管的主要參數

以上都是以IGBT開關為對象，解釋并分析了其主要參數。在半橋IGBT模塊中，IGBT開關旁邊都會反并聯一個二極管開關作為續流二極管。對于二極管的主要參數可以參照IGBT對應參數的解釋和分析，這里只關注另外一個參數。

IFSM （正向浪涌電流），這個值是用來定義二極管在50Hz交流半波供電情況下的非連續最大浪涌電流能力，它是保護電路中熔斷器選擇的一個重要指標。在二極管的生命周期中，這種最大浪涌電流情況只允許少次發生，因為在最大浪涌電流下二極管的結溫高達400°C，會加速二極管的老化。熔斷器選型中的I2t值可以通過IFSM和半波持續時間得到，即I2t=I2FSM×0.005s。