對GaN組件需求的很大一部分將來自雷達，無論是國防還是民用應用。對于SiC上的GaN，高電子遷移率晶體管（HEMT）具有高增益、高開關速度和高功率密度的優勢。

這些優勢是目前取代雷達常用的高功率、大帶寬行波管（TWT）放大器的趨勢背后的原因。GaN HEMT消除了由于陰極耗盡而導致的TWT放大器固有的使用壽命相對較短的限制，長時間存儲后開啟時TWT損壞的風險，以及由于管中的所有組件都是潛在的單點硬故障，因此平均故障間隔時間（MTBF）較低。

關鍵考慮因素

大多數基于GaN HEMT的雷達設計的核心是使用脈沖RF信號的脈沖放大器，晶體管由直流偏置供電。對于某些應用，對直流偏置進行脈沖處理可降低干擾和功耗。與連續波 （CW） 模式相反，脈沖操作具有減少外部直流電源需求和發熱的優點。

這種操作的主要挑戰是在漏極側實現高電流以及較短的開關時間，這兩者都可以通過GaN器件實現。

然而，GaN HEMT，例如來自Wolfspeed的HEMT，確實需要在偏置方面仔細考慮。它們是耗盡模式元件，通常在柵極-源極電壓為零時導通。考慮到這一點，必須首先在柵極施加負電壓以將其關閉。

漏極脈沖切換

為了實現漏極脈沖，可以在負載開關配置中使用P溝道或N溝道調整MOSFET。使用 P 溝道 MOSFET 時（圖 1A），源極連接到輸入電壓軌，漏極連接到負載。要打開開關，柵源電壓VGS必須大于閾值電壓VTH。換句話說：

圖1：需要 N 溝道控制電路塊的 P 溝道負載開關電路 （A） 和 N 溝道負載開關

使用 N 溝道 MOSFET 時，漏極連接到輸入電壓軌，源極連接到負載。輸出電壓是負載兩端的電壓。要打開開關，柵源電壓VGS必須大于VTH。換句話說：

VGS ≥ V輸出 + VTH

為此，N 溝道負載開關需要第二個電壓軌來控制柵極（圖 1B）。輸入電壓軌可以認為與調整管無關，N溝道負載開關可用于非常低的輸入電壓軌或更高的電壓軌，只要VGS保持高于VTH。

當開關時間不重要時，P 溝道 MOSFET 可提供簡單的電路設計。

脈沖電路

以下電路（圖2）使用更簡單的P溝道負載開關，實現1.9 μs導通時間，在漏極側提供高達20 A的電流。

圖2：該電路滿足高達 20 A 的大電流要求

使用 100V P 溝道 MOSFET SQM120P10，可實現以下規格：

VDS （V） = –100 V

RDS（ON）（Ω） = 0.0101 @ VGS = –10 V

RDS（ON）（Ω） = 0.0150 @ VGS = –4.5 V

漏極電流 （ID） = –120 A

電路的輸入和輸出為：

DC_IN：連接到直流電源 （50 V）

PA_DRAIN：連接到射頻晶體管的漏極

J1：連接到脈沖控制信號

J2：在設置所需的IDQ時短路以旁路Q2

Zenner二極管保護MOSFET，使Q2 VGS不超過14 V。

R2和R5構成分壓器，為Q2柵極提供控制電壓。J2引腳1處的電壓>1 V使N溝道FET Q4導通，Q2的VGS從0 V變為–8 V，從而導通。輸出電壓變為：

PA_DRAIN = DC_IN – （RDS（ON）× ID)

當J1引腳1的脈沖輸入信號為低電平（>0.7 V）時，Q4關斷，Q2 VGS = 0，Q2關斷，PA_DRAIN輸出電壓為0 V。

R2 和 R5 值的選擇基于通過分壓器的電流和 MOSFET 柵極控制電壓。對于大電流應用，可以選擇R2和R5值來設置Q2 VGS，從而降低Q2導通電阻RDS（ON）。但是，這可能會延遲關閉。

將 VGS 設置為導通時為 –8 V 可實現 28V 至 –50V 的寬直流范圍。在此范圍內，VGS的范圍為–4.5 V至–8 V。

在 Wolfspeed 測試期間，漏極電流 ID 為 18 A，RDS（ON）≈ 0.01 Ω，輸出電壓為 49.82 V，接近 DC_IN （50 V）。使用1 ms 10%脈沖測試信號時，當輸出直流電壓達到DC_IN的1%時，觀察到導通時間為88.90 μs。

氮化鎵應用的沃爾夫速度

隨著國防部門使用有源電子掃描陣列（AESA）技術3在共享電子設備和天線孔徑中整合雷達、電子支持、電子攻擊和通信等多種射頻功能，GaN HEMT在尺寸、重量、功率和魯棒性方面的優勢將變得更加引人注目。

審核編輯L郭婷